Проектирование ВЧ усилителей

Это вторая, заключительная часть большого материала о проектировании ВЧ усилителей. Начало читайте здесь.

Согласование входного сопротивления

Те же методы и схемы, которые используются для согласования выходного сопротивления, могут быть применены к входу. То есть, однополосные могут использовать настроенные сети, такие как L-сеть, LCC для увеличения Q или ряд из нескольких L-сеть для реализации требуемого согласования с более низким Q. Используются те же уравнения, что и для выходных согласующих сетей, но поскольку входное сопротивление транзистора обычно ниже выходного сопротивления драйвера, сети переворачиваются: параллельный элемент L-согласующей сети размещается на входной стороне. В усилителях VHF и выше индуктивности часто реализуются как микрополосковые линии.

В качестве примера рассмотрим однополосный усилитель 52 МГц с использованием MOSFET, который в ожидаемых рабочих условиях имеет входное сопротивление 0,8-j1,2 Ом, взятое из технического описания. Это значение означает, что он ведет себя как резистор 0,8 Ом последовательно с конденсатором 2,55 нФ. И драйвер для этого каскада должен быть загружен 13 Ом, без какой-либо реактивности. Поэтому нам нужна согласующая схема, которая преобразует 0,8 Ом в 13 Ом на частоте 52 МГц, а также поглощает емкостное сопротивление затвора.

Любой онлайн-калькулятор L-цепи может быстро выдать, что для согласования 13 с 0,8 Ом на частоте 52 МГц требуются конденсатор емкостью 919 пФ и катушка индуктивности 9,6 нГн. Но последовательное эквивалентное емкостное сопротивление на затворе должно добавить равное индуктивное сопротивление к катушке индуктивности, что доводит его значение до 13,2 нГн. Онлайн-калькулятор в помощь.

Тогда согласующая схема и ее окружение выглядят следующим образом:

Конденсатор емкостью 10 нФ нужен только для блокировки постоянного тока. Конденсатор емкостью 919 пФ обычно представляет собой либо подстроечный резистор с максимальной емкостью около 1200 пФ, либо, что более вероятно, параллельную комбинацию меньшего подстроечного резистора и одного или нескольких постоянных конденсаторов. Индуктор может быть реализован как микрополосковая линия (прославленная дорожка печатной платы), которая выглядит чистой и дешевой в массовом производстве, или как очень маленькая катушка с 1 или 2 витками провода. Катушку легко отрегулировать, согнув ее, в то время как полосковую линию можно отрегулировать, только изменив ее размеры, что лишает нас одной точки регулировки. С другой стороны, изменить длину полосковой линии можно так же просто, как припаять к ней конденсаторы немного ближе или дальше от транзистора.

Резистор инжекции смещения может также использоваться как нагрузочный резистор, чтобы ослабить нежелательные резонансы и, таким образом, избежать нестабильности. Конечно, верхняя сторона этого резистора шунтирована на землю и т. д., но здесь мы говорим о согласующей схеме.

Широкополосные усилители могут использовать обычные трансформаторы или трансформаторы линии передачи. Обычные трансформаторы часто строятся с использованием небольших двухотверстийных сердечников с трубчатыми или оплетенными вторичными обмотками и несколькими витками провода в качестве первичной обмотки. Для каскадов малой мощности используются витые пары или тройки проводов, намотанные на двухотверстийные сердечники или даже тороиды. Как уже упоминалось в разделе о смещении, те же проблемы с отсутствием боковой связи в двухтактных, которые возникают на выходной стороне, возникают и на входе, но поскольку входные трансформаторы физически меньше, этих проблем несколько легче избежать, и также вполне возможно управлять двухтактным усилителем в дифференциальном режиме, вообще без центрального отвода на трансформаторе.

В большинстве случаев широкополосных усилителей необходимо компенсировать емкость во входном импедансе транзистора. Лучше всего это сделать, поглощая емкость, а также индуктивность выводов в низкочастотной секции с достаточно высокой частотой среза. В некоторых случаях, особенно когда транзисторы UHF используются на HF, такая компенсация не нужна, и вместо этого входная емкость забивается путем подключения резистора с низким значением от затвора до земли или, что лучше, путем обеспечения сильной отрицательной обратной связи. Значение резистора или эквивалентное сопротивление нагрузки, предлагаемое цепью обратной связи, параллельно внутреннему параллельно выраженному сопротивлению транзистора, должно быть достаточно низким по сравнению с реактивным сопротивлением параллельно выраженной входной емкости транзистора на самой высокой рабочей частоте.

Давайте рассмотрим примеры этого. Предположим, хотим использовать MOSFET с входной емкостью 100 пФ в УВЧ мощностью 10 Вт, работающем от 1,8 до 30 МГц. Параллельное эквивалентное сопротивление во входном импедансе будет высоким на нижнем конце частотного диапазона, так что сам MOSFET почти не нуждается в мощности привода там, в то время как на верхнем конце диапазона параллельное эквивалентное сопротивление будет намного ниже. Поскольку входная емкость примерно постоянна, реактивное сопротивление этой емкости также будет существенно меняться в диапазоне частот. Эти изменения делают Gate Swamping таким привлекательным! Он позволяет получить гораздо более постоянный входной импеданс (сопротивление) для проектирования и очень помогает стабилизировать усилитель, хотя также тратит часть мощности привода.

На частоте 30 МГц входная емкость 100 пФ имеет реактивное сопротивление 53 Ом. На частоте 1,8 МГц оно составит 884 Ом. Резистивная часть входного импеданса, как правило, достаточно близка к реактивной, и она очень часто не приводится в технических описаниях для всех необходимых нам частот, поэтому нам приходится угадывать или измерять, или просто лениться: если просто поставим заглушающий резистор 10 Ом на вход затвора, то во всем диапазоне общее сопротивление не сильно изменится! Если предположить, что у MOSFET примерно такое же входное сопротивление, как и реактивное, на любой частоте внутри этого диапазона, то с нашим добавленным резистором 10 Ом мы можем получить общее сопротивление 9,9 Ом с фазовым углом примерно -1° на частоте 1,8 МГц, тогда как на 30 МГц оно составит около 8,3 Ом при угле -9°. Это достаточно близко, чтобы считать входное сопротивление «практически плоским» на практике во всем нашем диапазоне частот!

Но это входное сопротивление примерно 9 Ом в среднем может быть не самым удобным. Если нужно чтобы усилитель работал от источника 50 Ом, например, было бы лучше иметь более удобное отношение сопротивлений, чем 5,5:1. Поэтому мы можем настроить наш резистор подавления, чтобы получить то, что мы хотим: Чтобы использовать простой входной трансформатор 4:1, мы могли бы использовать резистор подавления, имеющий около 14 Ом. Более доступное значение 15 Ом достаточно близко на практике. И мы можем использовать этот резистор также в качестве резистора инжекции смещения. И тогда широкополосная согласующая схема может закончиться так:

Как видите, это красиво и просто. Автотрансформатор, используемый здесь, можно очень легко намотать несколькими бифилярными витками тонкой проволоки на небольшом ферритовом тороиде или бусине. Конденсаторы связи и обхода должны быть достаточно большими, чтобы иметь низкий импеданс относительно примерно 13 Ом нагрузки на самой низкой рабочей частоте. 100 нФ, показанные здесь, являются минимальным подходящим значением.

Такая схема имеет некоторый спад усиления. На более высоких частотах входное сопротивление затвора сильно падает, так что даже будучи подавленным резистором, оно оказывает влияние. Также усиление транзисторов, даже МОП-транзисторов, падает с ростом частоты. Во многих приложениях спад приемлем, когда он такой же маленький, как в этом случае, и также возможно еще больше уменьшить спад, просто используя меньшее значение резистора подавления, изменив коэффициент трансформации в соответствии с новым, более низким общим входным сопротивлением и приняв тот факт, что теперь требуется еще более высокая мощность привода. Это означает: улучшение равномерности усиления методом грубой силы стоит усиления!

Есть несколько лучших способов улучшить равномерность усиления. Они становятся действительно важными, когда требуется очень широкий диапазон частот или когда используемый MOSFET не имеет очень высокой максимальной частоты. Как уже было указано выше, один из таких методов заключается в поглощении входной емкости MOSFET в фильтре нижних частот, функция которого на самом деле не является какой-либо фильтрацией, а просто, казалось бы, волшебное исчезновение проблемной высокой входной емкости МОП-транзисторов!

Например, предположим, хотим расширить рабочий диапазон нашего усилителя до 54 МГц. Без компенсации и с сопротивлением затвора 15 Ом усиление каскада снизится на несколько дБ на частоте 54 МГц, а входной КСВ станет плохим. Поэтому все, что нам нужно сделать, это разработать π-фильтр нижних частот с сопротивлением 13 Ом, плоской полосой пропускания и использовать конденсаторы емкостью 100 пФ с каждой стороны. Если сможем сделать это без того, чтобы этот фильтр нижних частот обрезал все нужные частоты, то сможем использовать данный метод!

Фильтры нижних частот можно разработать сложным способом, с помощью множества ручных вычислений, или ленивым способом, с помощью программного обеспечения. Подставив значения в ПО, придумаем фильтр нижних частот, использующий индуктор 21,4 нГн, который имеет плоскую полосу пропускания 107 МГц, так что этого вполне достаточно! Его отклик выглядит так:

Амплитудный отклик по существу плоский до 54 МГц, которые нам нужны. Фаза и задержка, конечно, не плоские, но они не имеют значения, пока не включаем фильтр в петлю обратной связи, а наши сигналы все узкополосные. Поэтому можем использовать этот фильтр в схеме управления:

Вы заметили, что использовался индуктор 15 нГн вместо 21,4 нГн. Потому что у МОП-транзистора есть некоторая индуктивность выводов. Можем поглотить это в индуктивность фильтра нижних частот, чтобы она тоже исчезла! Точное значение индуктивности будет зависеть от компоновки печатной платы. Часто проще всего просто использовать длинную и узкую дорожку между выводом затвора МОП-транзистора и конденсатором 100 пФ, рассчитав ее для получения оптимальной индуктивности. Тогда схема на бумаге может быть изображена как не имеющая там индуктора, а только конденсатор от затвора до земли, и люди, которые не понимают эту технику компенсации, удивляются, с какой стати разработчик зашунтировал мешающую входную емкость МОП-транзистора еще большей емкостью. Итак, теперь вы знаете, почему так часто конденсаторы подключаются напрямую между затвором и истоком, а также стоком и истоком! Хитрость заключается в индуктивности выводов транзистора! При работе в диапазоне VHF часто даже индуктивность выводов больше, чем требуется компенсирующему фильтру нижних частот, и поэтому выводы нужно укоротить, или конденсаторы нужно припаять очень близко к корпусу транзистора.

Чем больше индуктивность выводов относительно общей индуктивности фильтра нижних частот, тем хуже размещается резистор подмачивания/нагрузки. Это ухудшает работу схемы. Вот почему я нарисовал резистор, подключенный так близко к корпусу МОП-транзистора! В показанном здесь примере он все еще работает довольно хорошо, но в схемах VHF и UHF часто нет смысла использовать какое-либо сопротивление подмачивания. В любом случае, на таких частотах внутреннее сопротивление входа МОП-транзистора довольно низкое, и обычно такие усилители настроены на одну полосу, так что все по-другому. Поглощение емкости затвора в фильтр нижних частот — это метод, в основном полезный для широкополосных, используемых на HF и на низких VHF.

В мощных входных схемах BJT обычно использовалась компенсация частотной характеристики с различными расположениями групп RC и RL, чтобы добиться приемлемой равномерности усиления вместе с приемлемым КСВ на входе. Это было очень необходимо, потому что BJT имеют гораздо более резкий спад усиления с частотой, чем MOSFET, а также потому, что в эпоху BJT мы часто строили усилители 1,8-30 МГц с BJT, имеющими Ft едва ли 100 МГц. Таким образом, усиление тока этих транзисторов составляло всего около 3 на самой высокой частоте, но более 50 на самой низкой частоте! И с усилением мощности, пропорциональным квадрату усиления тока, это создавало огромную разницу усиления в диапазоне частот.

Типичная схема привода с компенсацией частоты BJT могла бы выглядеть так:

Не воспринимайте значения компонентов, приведенные в этой схеме, как золотой стандарт! Их необходимо оптимизировать для каждого конкретного применения в зависимости от используемого транзистора, уровня мощности, частотного диапазона, желаемого входного импеданса, компромиссов между равномерностью усиления и базовым усилением и так далее. В любом случае, идея заключается в том, что на высоких частотах индуктор 600 нГн имеет высокое реактивное сопротивление, а конденсатор 1,8 нФ — низкое, так что большая часть мощности привода поступает на транзистор, а автотрансформатор обеспечивает надлежащее согласование. На низких частотах, напротив, конденсатор 1,8 нФ имеет высокое реактивное сопротивление, поэтому ток привода гораздо меньше, большая его часть проходит через резистор 33 Ом, автотрансформатор видит относительно высокое сопротивление нагрузки, а индуктор 600 нГн имеет низкое реактивное сопротивление, так что резистор 56 Ом может нагружать источник привода, чтобы поддерживать общее входное сопротивление усилителя близким к 50 Ом. Конденсатор емкостью 1,8 нФ также вносит довольно сильное емкостное сопротивление во входное сопротивление схемы, в то время как катушка индуктивности 600 нГн вносит подходящее индуктивное сопротивление, и если значения всех компонентов выбраны правильно для оптимальной совместной работы, то входное сопротивление не будет слишком сильно отклоняться от чисто резистивного значения 50 Ом.

Такую схему можно полностью рассчитать, но она немного сложна. Ее также можно предварительно оптимизировать эмпирически в симуляторе схем, а окончательную оптимизацию выполнить в старом добром стиле, с паяльником и хорошим выбором деталей для пробы. Поскольку в наши дни мы редко используем BJT для усиления мощности ВЧ, то вероятно, можем оставить этот вопрос в покое. Это полезно в основном для понимания того, как работает старое оборудование.

Маленькие BJT по-прежнему часто используются в драйверах и предварительных драйверах ниже уровня 1 Вт. Поэтому важно понимать, как ими управлять. Входная емкость таких транзисторов обычно очень мала, и в большинстве случаев ею можно пренебречь. Но входное сопротивление BJT сильно меняется в диапазоне частот, поскольку оно зависит от коэффициента усиления по току транзистора, который, в свою очередь, обратно пропорционально частоте. Входное сопротивление — это сопротивление эмиттера, умноженное на коэффициент усиления по току. Сопротивление эмиттера составляет примерно 0,026, деленное на ток коллектора, для кремниевых транзисторов, а коэффициент усиления по току равен Ft транзистора, деленному на рабочую частоту. Таким образом, если мы создаем предварительный драйвер класса A, который будет работать с током холостого хода 30 мА, его сопротивление эмиттера составляет

0,026 ÷ 0,03 А = 0,87 Ом

Это внутреннее сопротивление эмиттера при этом токе. Если усилитель имеет какое-либо дополнительное внешнее, не шунтированное сопротивление последовательно с эмиттером транзистора, то это сопротивление должно быть добавлено к внутреннему для всех дальнейших расчетов входного сопротивления.

Если работаем на частоте 30 МГц в данный момент времени, а транзистор имеет Ft 500 МГц, то его коэффициент усиления по току составляет 16,7, и если нет внешнего резистора эмиттера, его базовое входное сопротивление в итоге составляет 14,5 Ом. Но на частоте 1,8 МГц коэффициент усиления по току может достигать 278, хотя он, скорее всего, будет ограничен коэффициентом усиления по постоянному току (hfe) до значения, обычно находящегося где-то между 50 и 200. Таким образом, базовое входное сопротивление на частоте 1,8 МГц может быть где угодно между 43 и 170 Ом.

Поскольку входное сопротивление настолько изменчиво, нам нужно каким-то образом его поглотить, чтобы получить достаточно стабильное общее сопротивление, с которым мы можем сравниться. Это часто делается путем выбора резисторов смещения с низким значением, но еще чаще это делается с отрицательной обратной связью.

Часто бывает хорошей идеей добавить несколько Ом внешнего сопротивления эмиттера, чтобы поднять входное сопротивление транзисторов до значения, значительно превышающего 50 Ом. Затем мы можем поглотить его резистором 51 или 56 Ом и получить прямое соответствие источнику 50 Ом без дополнительных усилий. Цена этого — снижение усиления, но есть и преимущество лучшей линейности.

Базовая входная емкость таких небольших BJT составляет всего несколько пФ, поэтому емкостное сопротивление очень велико по сравнению с сопротивлением, и нам обычно не нужно об этом беспокоиться. В результате мы можем согласовать вход нашего каскада предварительного драйвера с источником сигнала любым из распространенных методов, таких как автотрансформаторы, простые трансформаторы, трансформаторы линии передачи или настроенные согласующие цепи в случае однополосных. Вот очень упрощенный и несколько глупый маленький пример входной цепи непосредственно согласованного небольшого усилителя:

Делитель напряжения смещения обеспечивает 1 В на базе, предполагая, что он не нагружен током базы. Предполагая, что ток коллектора составляет 30 мА, а hfe равен 100, есть 0,3 мА тока базы. Относительно 16 мА, текущих в этом делителе напряжения, 0,3 мА очень мало, поэтому мы действительно получим очень близко к 1 В на базе. Чуть меньше. Эмиттер тогда будет находиться на уровне довольно точно 0,3 В, и резистор 10 Ом действительно установит ток эмиттера на 30 мА. Итак, мы выполнили часть смещения для 30 мА.

Затем идет часть RF: при 30 мА у нас есть внутреннее сопротивление эмиттера 0,87 Ом. Плюс внешние 10 Ом, это 10,87 Ом. Учитывая, что этот транзистор имеет Ft 500 МГц, на нашей самой высокой (наихудшей) частоте 30 МГц коэффициент усиления по току составляет 16,7, поэтому входное сопротивление базы составляет 182 Ом. Делитель напряжения смещения имеет сопротивление источника 57 Ом. Параллельно с 182 Ом это 43,3 Ом общее входное сопротивление. Достаточно близко к 50 Ом для прямого подключения. А на частоте 1,8 МГц входное сопротивление транзистора будет не менее 550 Ом или около того, что в параллели с сопротивлением делителя будет чуть больше 50 Ом. Достаточно близко для прямого соединения. Поэтому не нужно никакого дальнейшего согласования сопротивления — если, конечно, нужно входное сопротивление 50 Ом.

Итак, вот первый пример схемы, которая делит три резистора между функциями смещения и согласования сопротивления. Каждый из этих трех резисторов используется для каждой из двух функций.

Обратите внимание, что в этой схеме изменили конденсатор связи на 22 нФ, просто чтобы напомнить, что конденсаторы связи не всегда должны быть 100 нФ. 22 нФ имеет реактивное сопротивление всего 4 Ом на частоте 1,8 МГц, что все еще достаточно мало для хорошей связи в схеме 50 Ом.

Маленькие МОП-транзисторы очень разные животные в этом отношении. У них высокая входная емкость с очень малым последовательным сопротивлением. Поэтому нам в основном нужно управлять конденсатором. Это может быть 50 пФ или больше, в зависимости от используемого МОП-транзистора. Обычно этим нельзя пренебрегать, особенно потому, что сопротивление так мало. Поэтому обычная практика с широкополосными драйверами заключается в том, чтобы затопить его резистором или, что предпочтительнее, отрицательной обратной связью, что дает настолько низкий общий входной импеданс, что емкость остается достаточно несущественной его частью даже на самой высокой рабочей частоте. Но также можно использовать технику компенсации фильтра нижних частот, и это приводит к гораздо большему усилению, поскольку требуется гораздо меньше затопления.

Поскольку МОП-транзисторы также сложнее смещать к стабильной рабочей точке, и они менее линейны, чем биполярные транзисторы, мой совет — избегать их и придерживаться биполярных транзисторов для небольших каскадов драйвера, пока такие биполярные транзисторы остаются доступными.

При управлении двухтактным каскадом важно понимать, какую комбинацию дифференциального и синфазного управления вы реализуете.

Раздвоение двухтактных усилителей

Однотранзисторные каскады усилителей честные: то, что поступает на их единственный вход, выходит с их единственного выхода. Но двухтактные не такие. Имея два входа и два выхода, по крайней мере, внутренне, они могут творить всякое. То, что подаете только на один вход, может выйти только с одного выхода, или только с другого, или с обоих в фазе, или с обоих в противофазе, или вообще не выйти. То, что вы подаете на оба входа в одной фазе, предлагает тот же диапазон вариантов того, где и как это выйдет, если вообще выйдет. Только если подаете один и тот же сигнал на оба входа, но в противофазе, появится хороший шанс, что он выйдет одинаково, то есть с обоих выходов и в противофазе. Конечно, он может выйти с одного выхода больше, чем с другого, что означает, часть его выходит так, как и должно быть, в то время как другая часть выходит только с одного выхода.

Рассмотрим следующую, очень простую, базовую и глупую схему:

Это двухтактный усилитель, который построен в основном как два совершенно отдельных однотактных, которые делят только питание и смещение. Пока не соединим входы и выходы определенным образом, этот усилитель способен натворить бед. Любой сигнал, который подаете между двумя входами, выйдет на оба выхода в противофазе, так что нагрузка, размещенная между двумя выходами, увидит его. Но если поместите тот же сигнал на оба входа параллельно (это называется синфазным сигналом), он также выйдет на оба входа в той же фазе, что означает, что нагрузка, подключенная между выходами, не увидит его. Это нормально, поскольку хороший двухтактный должен подавлять синфазные сигналы, но только до тех пор, пока не поймете, что каждый из двух транзисторов все равно увидит весь сигнал, усилит его, но не увидит никакой нагрузки, потому что нагрузка получает один и тот же сигнал на обоих выводах.

Таким образом, оба транзистора будут выдавать полноамплитудное, ограниченное, прямоугольное напряжение, даже если управляющий сигнал мал и представляет собой синусоиду! На практике это означает, что если есть такой усилитель с нагрузкой между его выходами, даже самый слабый входной синфазный сигнал, примененный вместе с основным дифференциальным управляющим сигналом, заставит его дико насыщаться и исказить основной сигнал. Другими словами, управляющий сигнал должен быть идеально симметричным. А совершенства не существует в реальной электронике.

К счастью, обычно присутствует так много недостатков, что они, как правило, делают схему более терпимой. Один недостаток уступает, когда другой напирает. Например, дроссели, используемые для питания стоков, будут иметь потери, что означает, что они действуют так, как если бы были резисторы, параллельные каждому из них. Эти резисторы образуют дополнительную нагрузку на выходах усилителя, которая независима с каждой стороны, и, таким образом, могут поглощать небольшие синфазные выходные токи и не давать УВЧ насыщаться ими.

Самое главное, что всегда следует иметь в виду при работе с двухтактными усилителями: у них есть два режима работы: дифференциальный (желаемый) и синфазный (паразитный, обычно нежелательный). Всегда нужно анализировать, что происходит в каждом из двух режимов, чтобы уменьшить количество сюрпризов, которые преподносит двухтактный усилитель. Если подаете два управляющих сигнала в противофазе, как это обычно бывает, два транзистора будут работать в противофазе, и нагрузка, размещенная между двумя выходами, получит выходную мощность. Вместо этого, если примените управляющий сигнал в той же фазе к каждой стороне, оба транзистора будут работать счастливо в той же фазе, дифференциально подключенная нагрузка ничего не получит, но транзисторы могут фактически убить себя от индуктивно генерируемых скачков напряжения дросселей стоковой подачи, которым некуда идти, кроме как напрямую через транзисторы! Даже если примените идеально дифференциальный управляющий сигнал, но неизбежные несовершенства в УВЧ превратят часть этого в синфазный сигнал, то можете получить эти разрушительные синфазные напряжения!

Дифференциальный и синфазный режимы применяются не только к управляющим и выходным сигналам, но также к обратной связи и к самовозбуждению. Даже если двухтактный усилитель управляется идеально сбалансированным образом, усиливая в желаемом дифференциальном режиме и нагружен сбалансированным образом, он может самовозбуждаться в синфазном режиме, потому что разработчик забыл убедиться, что стабильность синфазного режима достаточна.

Двухтактные трансформаторы с центральным отводом или сбалансированные (бифилярные) питающие или смещающие дроссели соединяют две стороны вместе в противофазе, предотвращая появление значительных синфазных напряжений — по крайней мере, пока эти трансформаторы действительно работают так, как задумано (что часто не так). Проектировщики забывают, что электроника — это не только мир напряжений, но и мир токов. Когда подавляете синфазные напряжения с помощью таких средств, обычно даете совершенно неограниченный путь синфазным токам! Поэтому даже если отличная поперечная перекрестная связь в двухтактном усилителе, то все равно нужно провести анализ устойчивости синфазного режима, и хорошо научиться «видеть» напряжения и токи как в дифференциальном, так и в синфазном режимах.

Обратная связь

Отрицательная обратная связь — мощный инструмент для уменьшения всех видов искажений, стабилизации смещения и усиления, выравнивания частотной характеристики и обеспечения большей независимости производительности усилителя от характеристик конкретного транзистора. Некоторые разработчики-любители пугаются этого и пытаются избегать, но на самом деле все усилители имеют некоторую неизбежную отрицательную обратную связь. Если она явно не реализована в схеме, то будет происходить через внутреннюю выходную-входную емкость транзистора и через вырождение от внутренней и внешней индуктивности и сопротивления в соединении эмиттера или источника. Нежелательная емкостная и индуктивная обратная связь во внешней цепи также всегда присутствует в некоторой степени. Большинство этих естественных путей отрицательной обратной связи являются высокореактивными и, таким образом, способствуют самовозбуждению, сдвигая фазу в зависимости от частоты. Вместо этого намеренно примененная обратная связь может быть сделана в основном резистивной и может быть достаточно сильной, чтобы подавить нежелательную реактивную обратную связь, стабилизируя усилитель, который колебался бы без нее.

Отрицательная обратная связь всегда стоит усиления. По этой причине обычно её намеренно не используют в однополосных, работающих на частоте, близкой к самой высокой, для которой подходит выбранный транзистор, потому что на таких частотах доступен лишь небольшой коэффициент усиления, а нам он нужен весь. Но небольшие транзисторы часто имеют огромный коэффициент усиления мощности на ВЧ, а LDMOSFET имеют огромный коэффициент усиления мощности на ВЧ, даже будучи мощными устройствами. Поэтому мы вполне можем использовать часть этого усиления в отрицательной обратной связи, чтобы улучшить линейность, стабильность и равномерность усиления широкополосного линейного усилителя.

Транзисторы являются высоконелинейными устройствами, причем MOSFET хуже, чем BJT. Если хотим построить линейные усилители с их использованием, правильно примененная отрицательная обратная связь является важнейшим инструментом для достижения этой цели. Любители-разработчики, которые избегают ее, потому что не понимают ее, никогда не смогут достичь производительности правильно спроектированного усилителя, который использует отрицательную обратную связь для получения преимущества.

В двухтактных каскадах нужно спроектировать обратную связь для работы в дифференциальном и/или синфазном режиме, в зависимости от того, чего мы хотим добиться. И в любом УВЧ нужно убедиться, что обратная связь остается отрицательной во всем диапазоне частот, в котором усилитель имеет какой-либо коэффициент усиления, даже далеко за пределами нашего фактического диапазона рабочих частот, или мы получим генератор вместо усилителя.

Например ОУ сравнивает напряжение между двумя входами и усиливает разницу между ними с очень высоким коэффициентом. Два резистора действуют как делитель напряжения между входом и выходом, и поэтому операционный усилитель будет генерировать любое выходное напряжение, необходимое для того, чтобы этот делитель напряжения выдавал точно такое же напряжение на отрицательный вход, как положительный получает от источника опорного напряжения. Тогда выходное напряжение представляет собой разницу между входным напряжением и опорным напряжением, умноженную на отношение между R2 и R1. Оно не зависит существенно от фактического усиления ОУ, и это означает, что если его усиление изменяется из-за частоты, температуры, допусков или даже если оно динамически изменяется с уровнем напряжения (то есть операционный усилитель вызывает искажения), выходное напряжение все равно будет очень чистым, предсказуемым кратным разницы между опорным и входным напряжением, определяемой двумя резисторами. Таким образом, пока ОУ имеет достаточный коэффициент усиления, ему не нужно быть хорошим с точки зрения искажений или равномерности усиления, и весь усилитель все равно будет превосходным, чистым и предсказуемым.

Транзисторы работают так же, только с меньшим коэффициентом усиления, чем ОУ. Взамен этого они могут работать на гораздо более высоких уровнях мощности и на гораздо более высоких частотах.

Опорой в BJT является напряжение на эмиттере, увеличенное на падение напряжения на диоде база-эмиттер примерно на 0,7 В. И поскольку у транзистора нет дополнительных контактов для подключения источника питания, нам нужно запитать его на его коллекторе, что здесь сделано с помощью резистора. В остальном это та же схема, что и с использованием операционного усилителя.

И эта схема действительно работает по сути так же, как и схема ОУ: коэффициент усиления напряжения зависит в основном от соотношения между R2 и R1, а выходной сигнал имеет очень мало искажений, несмотря на то, что транзистор является нелинейным устройством. Кроме того, коэффициент усиления усилителя остается практически постоянным вплоть до довольно высокой частоты, несмотря на то, что коэффициент усиления транзистора обратно пропорционален частоте в большей части диапазона.

Вместо BJT можно использовать MOSFET, но он менее хорош: MOSFET имеет гораздо более низкий коэффициент усиления напряжения в типичной схеме, поэтому выходное напряжение зависит гораздо больше от характеристик транзистора, чем в случае усилителя на BJT. Кроме того, гораздо более высокая входная емкость MOSFET может привести к большему ограничению используемого диапазона частот. Но детали зависят от фактических характеристик каждого конкретного устройства. Технология MOSFET продолжает совершенствоваться, и с каждым годом MOSFET отнимают у BJT все больше областей применения.

Отрицательная обратная связь, реализованная таким образом, не только снижает коэффициент усиления, но и снижает входное сопротивление на базе или затворе. В этом отношении он действует как резистор, но в то время как резистор, подсоединенный к земле, просто тратит мощность привода в обмен на более стабильный и нейтральный входной импеданс, отрицательная обратная связь тратит ту же мощность привода в обмен на тот же самый более стабильный и нейтральный входной импеданс, плюс меньшие искажения, плюс более ровную частотную характеристику! Так что это гораздо более выгодная сделка, и каждый хороший конструктор предпочитает использовать отрицательную обратную связь вместо простого резистивного подмачивания входа.

Любое сопротивление последовательно с эмиттером транзистора вызывает увеличение входного сопротивления. Ну, это также вызывает сильную отрицательную обратную связь, потому что всякий раз, когда путь коллектор-эмиттер проводит больше тока, это вызывает более высокое падение напряжения на резисторе эмиттера, уменьшая напряжение база-эмиттер и, таким образом, уменьшая ток коллектор-эмиттер. Этот вид отрицательной обратной связи присутствует в каждом каскаде усилителя из-за неизбежного внутреннего сопротивления эмиттера или источника транзисторов, а также из-за их индуктивности выводов, которая вызывает тот же эффект обратной связи, но со сдвигом фазы на 90°. Производители транзисторов намеренно добавляют небольшие количества этого сопротивления прямо внутрь, где оно связано с наименьшей индуктивностью, при изготовлении транзисторов средней мощности. В транзисторах малой мощности разработчик схемы может добавить его снаружи, а в транзисторах с высоким током этот эффект обычно становится больше, чем хотелось бы, слишком сильно снижая усиление, и его приходится уменьшать, используя несколько очень широких соединений эмиттера или источника, или даже изготавливая МОП-транзисторы в боковом диффузионном режиме с контактами источника через чип, так что вся нижняя сторона кремниевого чипа становится соединением источника и может быть напрямую припаяна к металлическому основанию транзистора, радиатору и схеме с чрезвычайно короткими и широкими соединениями.

Давайте посмотрим, что каждая форма отрицательной обратной связи делает с УВЧ. Для начала простой усилитель, который не имеет преднамеренной обратной связи:

Делитель напряжения смещения выдаст чуть больше 2 В на базе, если бы не было тока базы. Это дает около 1,4 В на эмиттере. С резистором эмиттера 27 Ом транзистор потребляет чуть больше 50 мА. Это, в свою очередь, создает примерно 0,5 мА тока базы, который нагружает делитель, в котором протекает около 5 мА. Таким образом, он немного подтягивается, и транзистор в конечном итоге будет смещен до чуть меньше 50 мА.

Тогда его внутреннее сопротивление эмиттера составляет 0,5 Ом. Для радиочастот эмиттер заземляется через конденсатор, поэтому входное сопротивление транзистора составляет просто 0,5 Ом, умноженное на коэффициент усиления тока радиочастоты. Транзистор имеет Ft 1200 МГц, поэтому на частоте 30 МГц его коэффициент усиления равен 40, а его входное сопротивление составляет 20 Ом, и это изменяется обратно пропорционально частоте, за исключением частот ниже 15 или 20 МГц, где коэффициент усиления тока ограничивается (сильно зависящим от части) hfe.

Давайте возьмем 30 МГц в качестве частоты для наших расчетов. 1 мВ управляющего сигнала, появляющийся на сопротивлении эмиттера 0,5 Ом, создает 2 мА тока коллектора. Этот ток радиочастоты не может пройти через дроссель, поэтому он весь проходит через сопротивление нагрузки. Поскольку это 200 Ом, на выходе будет 400 мВ. Таким образом, этот усилитель имеет коэффициент усиления напряжения 400 на частоте 30 МГц.

Посмотрим на это с точки зрения тока: управляющий сигнал 1 мкА в основном пойдет в базу, потому что делитель смещения имеет довольно высокое сопротивление по сравнению с сопротивлением базы транзистора 20 Ом. Транзистор имеет коэффициент усиления по току 40 на частоте 30 МГц, поэтому ток коллектора составляет 40 мкА. Все это может протекать только через нагрузку, и поэтому коэффициент усиления по току этого усилителя составляет 40.

Это соотношение 10:1 между коэффициентом усиления по напряжению и коэффициентом усиления по току, что имеет смысл, если учесть, что входное сопротивление составляет 20 Ом, а выходное сопротивление — 200 Ом.

Многие разработчики любят говорить об усилении в терминах дБ. Но дБ — это коэффициент мощности, а не коэффициент напряжения или тока. Когда входное и выходное сопротивления различаются, с этим нужно быть осторожным! Если использовать стандартное уравнение для выражения коэффициента усиления по напряжению в дБ, коэффициент усиления 400 составляет 52 дБ, но коэффициент усиления по току 40 составляет всего 32 дБ. При подаче на усилитель 1 мВ входное сопротивление 20 Ом позволяет протекать 50 мкА, а это мощность привода 50 нВт. В то же время выход составляет 400 мВ, 2 мА, а это 800 мкВт. Это усиление мощности 16000, и это равно усилению мощности 42 дБ, что является окончательным словом в этом вопросе.

Помните, что усиление в дБ составляет 10×log(Pout÷Pin). Также помните, что только когда входное и выходное сопротивления идентичны, усиление в дБ составляет 20×log(Vout÷Vin) или 20×log(Iout÷Iin).

Какую выходную мощность можем получить? Транзистор может понизить свое коллекторное напряжение до уровня чуть ниже 2 В, поэтому возможный размах составляет ±10 В вокруг источника питания 12 В, и это составляет 7,1 В RMS. Транзистор смещен до значения чуть меньше 50 мА. 10 В в 200 Ом создают ток 50 мА, так что на самом деле мы немного исчерпаем пиковый ток, прежде чем исчерпаем пиковую мощность напряжения. Возьмем 45 мА в качестве чистого пикового тока нагрузки. Это 32 мА RMS, а в 200 Ом это 200 мВт. Входная мощность обеспечивается источником питания 12 В и немного меньшим, чем 50 мА, током коллектора плюс 5 мА тока смещения делителя, так что это около 620 мВт. Таким образом, этот УВЧ имеет КПД около 32%, что совершенно типично для практических небольших усилителей мощности класса A.

Обратите внимание, что в реальности и усиление, и входное сопротивление будут ниже, поскольку этот усилитель не свободен от обратной связи коллектор-база! Используемый транзистор имеет внутреннюю емкость коллектор-база, там также есть внешняя емкость, и это снижает входное сопротивление, а также вращает его фазу, потребляет часть выходного тока и потребляет дополнительный ток возбуждения. В техническом описании транзистора не указано значение этой емкости, поэтому здесь мы предоставлены сами себе. Также диапазон частот, в котором эти вычисления остаются верными, будет ограничен паразитными компонентами, такими как индуктивность последовательно с выводом эмиттера и конденсатором обхода эмиттера.

В любом случае усиление такого усилителя без обратной связи очень велико, и это высокое усиление обычно создает проблемы со стабильностью. Кроме того, вся нелинейность транзистора будет влиять на сигнал, и как усиление, так и входное сопротивление будут сильно зависеть от частоты выше определенной частоты среза, поскольку усиление по току транзистора изменяется с частотой. Итак, мы получаем нестабильный, нелинейный, очень частотно-зависимый усилитель с высоким коэффициентом усиления. Давайте улучшим его, пожертвуем некоторым коэффициентом усиления ради улучшений в других областях.

Единственное отличие в этой схеме в том, что удалили шунтирующий конденсатор на эмиттере, внедрив сильную отрицательную обратную связь через дегенерацию эмиттера. Смещение постоянного тока не изменилось. Но эффективное сопротивление эмиттера теперь равно внутренним 0,5 Ом плюс внешние 27 Ом, колоссальная разница! На частоте 30 МГц, коэффициенте усиления по току 40, входное сопротивление транзистора теперь составляет 1100 Ом! Его забивает эквивалентное сопротивление делителя напряжения смещения, 320 Ом, чтобы сделать общее входное сопротивление на частоте 30 МГц равным 248 Ом. Это намного выше, чем было раньше! Оно также будет намного меньше меняться с частотой из-за забивания.

1 мВ входного тока, появляющийся на общем сопротивлении эмиттера 27,5 Ом, дает 36 мкА тока коллекторного сигнала и, таким образом, выходного тока, который в 200 Ом дает 7,27 мВ. Это усиление напряжения 7,27. Его также можно рассчитать проще как 200÷27,5.

1 мкА тока управления разделится на 225 нА в базу, а остальное пойдет в резисторы смещения. При усилении тока транзистора 40 это дает выходной ток 9 мА. Это усиление тока 9. И, таким образом, усиление мощности 66, что эквивалентно 18 дБ. Это, конечно, намного меньше усиления, чем раньше, но оно обеспечивает хорошую равномерность усиления в широком диапазоне частот, гораздо более высокое и стабильное входное сопротивление, меньшие искажения и лучшую стабильность.

Такой усилитель, даже если он рассчитан на сопротивление нагрузки 200 Ом, имеет гораздо более высокое внутреннее выходное сопротивление. Это означает, что он ведет себя в значительной степени как источник тока. Он будет стремиться нагнетать определенный ток в нагрузку, независимо от того, какое сопротивление у этой нагрузки. Поэтому у этого усилителя не возникнет проблем, если выход закорочен. Он просто подаст контролируемый ток в короткое замыкание, по сути, тот же ток, который он подал бы в сопротивление нагрузки. Но если нагрузка отключена, он попытается направить свой ток в почти бесконечное сопротивление дросселя. Отрицательные пики не могут опуститься ниже напряжения коллектора около 1,6 В, но для положительных пиков схема не устанавливает реального предела. Они могут подняться настолько высоко, насколько это необходимо, чтобы… разрушить транзистор! Поэтому этот усилитель не может справиться с открытым выходом.

Теперь давайте заменим дегенерацию эмиттера на шунтовую обратную связь:

Конденсатор на эмиттере вернулся, отключив почти всю дегенерацию эмиттера (небольшая величина, вызванная внутренним сопротивлением эмиттера транзистора, осталась), а верхний резистор смещения был перемещен на коллектор. Это изменение не влияет на смещение постоянного тока, поскольку коллектор находится под потенциалом 12 В постоянки из-за того, что дроссель не способен вызывать падение напряжения при постоянном токе. Но теперь резистор 1,8 кОм обеспечивает путь для отрицательной обратной связи по радиочастоте. Давайте посмотрим, что произойдет.

При напряжении 1 мВ транзистор пропускает ток сигнала 2 мА через свой коллектор, как и в случае без обратной связи. Общая нагрузка теперь составляет 200 Ом параллельно с чуть менее 1800 Ом. Немного меньше, потому что напряжение сигнала базы находится в противофазе с напряжением коллектора. Поскольку здесь усиление напряжения настолько велико, мы можем пренебречь этой разницей и просто рассчитать с 1800 Ом. Итак, эффективное сопротивление нагрузки составляет 180 Ом, а выходное напряжение составляет 360 мВ, коэффициент усиления по напряжению составляет 360, что не сильно отличается от усилителя без обратной связи. Но 360 мВ создают 200 мкА в резисторе, который нагружает вход, в то время как база транзистора берет только 50 мкА со входа! Таким образом, шунтирующая обратная связь значительно снижает входное сопротивление усилителя: при напряжении управления 1 мВ у нас теперь есть общий ток управления 250 мкА, поэтому входное сопротивление усилителя снизилось всего до 4 Ом!

Таким образом, пожертвовали лишь небольшим усилением напряжения, но значительным усилением тока в обмен на лучшую линейность, стабильность и более ровную частотную характеристику. Коэффициент усиления по мощности теперь составляет 34 дБ. Тот факт, что пожертвовали меньшим усилением, обусловлен не типом обратной связи, а ее количеством. Конечно, можем изменять количество обоих типов обратной связи, регулируя значения резисторов по мере необходимости.

Обратите внимание, что произойдет, если теперь отключим нагрузку: при заданном напряжении возбуждения, например 1 мВ, ток коллекторного сигнала должен будет пройти через резистор обратной связи. При значениях резистора, используемых в этом примере, выходное напряжение увеличится только в 10 раз, что является огромным улучшением по сравнению с усилителем, у которого нет обратной связи такого рода. Немного усилив шунтирующую обратную связь, можем сделать этот усилитель безопасным при отключении нагрузки.

Поскольку шунтирующая обратная связь имеет тенденцию стабилизировать выходное напряжение, независимо от того, какой ток требует нагрузка, она заставляет усилитель иметь низкое внутреннее выходное сопротивление: он ведет себя скорее как источник напряжения. Поэтому он может не пережить короткое замыкание на выходе! Если сигнал возбуждения достаточно сильный, он может заставить усилитель самоуничтожиться, пытаясь подать больший ток в закороченную нагрузку, чем может выдержать транзистор.

Итак: шунтирующая обратная связь защищает от открытых нагрузок и снижает входное и выходное сопротивления. Вместо этого вырождение эмиттера защищает от коротких замыканий на выходе и увеличивает входное и выходное сопротивления. Оба они снижают усиление и улучшают линейность. Оба они улучшают стабильность, пока не вступают в игру паразитные эффекты.

Приятно то, что правильно сбалансировав количество двух видов обратной связи, можем заставить усилитель иметь определенное желаемое входное сопротивление и поддерживать его достаточно стабильным в широком диапазоне частот, при этом будучи относительно терпимым к изменениям импеданса нагрузки, иметь довольно стабильный коэффициент усиления по нашему выбору в широком диапазоне частот, иметь низкий уровень искажений и быть свободным от любых автоколебаний. Мы платим за все это максимально достижимым коэффициентом усиления. Коэффициент усиления всегда ниже, когда используется отрицательная обратная связь. Когда наш транзистор имеет большой коэффициент усиления, это вообще не проблема, но когда нам нужно большое усиление, а у транзистора его не так много, нам может потребоваться увеличить количество каскадов УВЧ, чтобы получить усилитель с требуемой частотной характеристикой, равномерностью усиления и низким уровнем искажений.

Для этого маленького усилителя выбрали номинальное значение сопротивления нагрузки 200 Ом, потому что оно хорошо подходило для питания 12 В и значения тока коллектора 50 мА, с которого я произвольно начал. Но когда требуется возможность оптимального управления нагрузкой 50 Ом, очень легко преобразовать этот усилитель в выход 50 Ом: просто замените дроссель на автотрансформатор 4:1! Это делается путем намотки точно такого же количества провода на тот же сердечник, но наматывая его как бифилярную пару с тем же количеством общих витков, то есть вдвое меньше бифилярных витков:

Обратите внимание, что также увеличили значение конденсатора связи, чтобы учесть меньшее сопротивление нагрузки. По старой традиции использования круглых значений емкости, хотя, конечно, в реальной конструкции это можно было бы проверить по истинному требованию в соответствии с минимально необходимой рабочей частотой.

Обходной конденсатор источника питания становится более важным в этой конфигурации схемы, поскольку он должен переносить половину выходного ВЧ-тока. В идеале заземляющий вывод этого конденсатора должен быть близок к точке заземления нагрузки.

С этой модификацией усилитель работает точно так же, с тем же коэффициентом усиления мощности, во всем диапазоне частот, в котором автотрансформатор имеет хорошую связь.

В принципе, таким образом можно реализовать любой коэффициент трансформации, но проще всего 4:1.

Теперь давайте рассмотрим часто используемый, практичный, очень маломощный каскад усилителя, который имеет обе формы отрицательной обратной связи:

Эта схема была опубликована много раз в любительской литературе, почти с самого начала появления небольших радиочастотных транзисторов, с некоторыми изменениями. Показываем эту схему чтобы проиллюстрировать использование цепей RRC как на эмиттере, так и в цепи обратной связи шунта, что позволяет раздельно управлять обратной связью шунта, дегенерацией эмиттера, входным сопротивлением, током смещения и напряжением базы. Это хорошая схема для изучения того, как адаптировать её для конкретных нужд, и именно поэтому упоминаем ее. Многие радиолюбители скопировали эту схему, не понимая ее полностью.

Делитель напряжения смещения базы имеет общее сопротивление 3540 Ом в верхней ножке и 1 кОм в нижней. Подключение его верхней стороны к коллектору вместо прямого подключения к 12 В, конечно, то же самое, для целей постоянного тока, потому что дроссель не может вызвать значительного падения напряжения при постоянном токе. Таким образом, при отсутствии какого-либо тока базы получим напряжение базы 2,64 В, что дает около 2 В на эмиттере. Поскольку общее сопротивление эмиттера составляет 110 Ом, плюс небольшое количество внутри транзистора, которое можно проигнорировать относительно 110 Ом, ток эмиттера составляет около 18 мА. Типичное значение hfe используемого транзистора указано в техническом описании как 70, хотя оно имеет очень широкий допуск. Давайте используем 70 для расчета: тогда ток смещения базы составляет 0,26 мА. Это примерно одна десятая тока, стоящего в делителе смещения базы, поэтому он немного потянет напряжения и токи вниз, и транзистор в конечном итоге будет проводить около 16 мА. Тут не можем быть сверхточными, потому что в любом случае hfe биполярного транзистора имеет очень широкий допуск. Дело со смещением сделано.

При таком токе внутреннее сопротивление эмиттера составляет около 1,6 Ом, и для целей ВЧ это последовательно только с 10 Ом нешунтированного внешнего сопротивления эмиттера. Таким образом, есть 11,6 Ом в общей сложности. Типичная частота Ft этого транзистора составляет 1,4 ГГц. Поэтому, если правильно собрать, с очень маленькими деталями с низкой индуктивностью, в идеале SMD, было бы разумно ожидать, что эта схема будет работать в диапазоне нескольких сотен МГц. На частоте 300 МГц коэффициент усиления по току будет равен 4,7, а входное сопротивление транзистора — 54 Ом. На более низких частотах оба они соответственно растут, примерно до 20 МГц, где коэффициент усиления по току ограничивается постоянным током hfe в 70, ограничивая входное сопротивление базы примерно 800 Ом.

Теперь все становится сложнее: давайте попробуем рассчитать коэффициент усиления и эффекты обратной связи. Поскольку используются два метода обратной связи, которые взаимодействуют, это может стать довольно интересным. Давайте начнем с предположения, что схема не иметь любую шунтирующую обратную связь. На практике это можно сделать, подключив резистор 3,3 кОм и его параллельный конденсатор к 12 В вместо коллектора. Любое изменение напряжения базы будет передаваться почти без изменений на эмиттер и заставит ток коллектора изменяться в соответствии с эффективным сопротивлением эмиттера 11,7 Ом и законом Ома. Таким образом, сигнал амплитудой 1 мВ на входе вызовет сигнал тока 85,5 мкА на эмиттере, и если вы хотите быть педантичными, вы можете вычесть ток базы из этого, чтобы получить амплитуду сигнала коллектора: около 84 мкА, если частота ниже 20 МГц, и немного уменьшаясь по мере того, как частота поднимается выше этого.

Этот ток сигнала должен протекать через резистор нагрузки, потому что у него нет другого пути. Таким образом, если нагрузка составляет 50 Ом, то сигнал тока вызовет сигнал напряжения 4,27 мВ, ниже 20 МГц. Это означает, что коэффициент усиления по напряжению усилителя в этой конфигурации составляет 4,27. Но он полностью зависит от сопротивления нагрузки! Коэффициент усиления по напряжению — это просто сопротивление нагрузки, деленное на 11,7 Ом эффективного по радиочастоте общего сопротивления эмиттера, за вычетом небольшого частотно-зависимого допущения на ток базы, немного отнимающего у тока коллектора.

Это был эффект сопротивления эмиттера. Теперь давайте посмотрим на эффект шунтирующей обратной связи. Для этой цели представим усилитель без какого-либо последовательного сопротивления эмиттера, даже внутреннего сопротивления транзистора, и рассмотрим шунтирующую обратную связь, как показано на схеме. При наличии эмиттера на нулевом потенциале для целей РЧ база также не может иметь на себе значительного напряжения РЧ. Только ток РЧ через нее. Это точка близкого к нулю сопротивления, поэтому входное сопротивление в такой конфигурации будет близко к нулю, а крутизна будет почти бесконечной. Поэтому нужно производить расчеты в терминах тока, а не напряжения.

Давайте посмотрим, что произойдет, если применим сигнал 1 мкА: на частотах ниже 20 МГц коэффициент усиления по току обычно составляет 70, поэтому ток стока будет 70 мкА. Между коллектором и базой у нас всего 240 Ом на ВЧ, потому что резистор 3,3 кОм закорочен конденсатором. Таким образом, наша нагрузка на коллекторе теперь составляет 50 Ом параллельно с 240 Ом, и это 41,4 Ом. Сигнал коллектора 70 мкА затем создаст выходной сигнал 2,9 мВ. Но история на этом не заканчивается. 2,9 мВ на 240 Ом вводят ток 12 мкА в базовый узел, и этот ток находится в противофазе с входным током, потому что транзистор инвертирует сигнал. Более высокий ток базы приводит к снижению напряжения коллектора. Конечно, это не может работать.

Затем происходит следующее: выходной сигнальный ток 1 мкА разделяется на меньшую часть, которая течет в базу, и большую часть, которая течет в резистор 240 Ом. Мы уже видели, что на каждый мкА тока базы, 12 мкА появляются в резисторе 240 Ом, так что все просто: одна тринадцатая тока управления течет в базу. Итак: входной ток управления 1 мкА, 77 нА из этого в базу. При усилении 70 это вызывает ток коллектора около 5,4 мкА. В общей нагрузке 41,4 Ом 5,4 мкА создает сигнал напряжения 223 мкВ. Это напряжение, приложенное к резистору 240 Ом, вызывает ток 923 нА, который является частью тока управления 1 мкА, который не течет в базу. 223 мкВ также пропускают ток 4,46 мкА в нагрузочный резистор 50 Ом, что означает, что коэффициент усиления по току этого усилителя, работающего без какой-либо дегенерации эмиттера, но с шунтирующей обратной связью, будет равен 4,46.

Таким образом, две системы обратной связи этого усилителя довольно хорошо сбалансированы: одна ограничивает усиление до 12,6 дБ, другая до 13 дБ, предполагая равные входные и выходные импедансы. Когда обе объединены, путем восстановления схемы до того состояния, в котором я ее нарисовал, но с нагрузкой 50 Ом, подключенной к выходу, реальный коэффициент усиления будет ортогональным составом двух, что очень близко к 3 дБ ниже среднего двух отдельных коэффициентов усиления. Таким образом, этот усилитель, работающий на нагрузку 50 Ом, имеет коэффициент усиления около 9,8 дБ. Обычно в литературе он рекламируется как схема с коэффициентом усиления 10 дБ.

Вы спросите: зачем кому-то использовать два метода обратной связи вместе? Причина в том, что они оказывают разное действие. Вырождение эмиттера усиливает естественное поведение транзистора, чтобы он действовал как управляемый источник тока. Усилитель, использующий только вырождение эмиттера, будет иметь чрезвычайно высокое выходное сопротивление. Это означает, что он будет пытаться форсировать определенный выходной ток, независимо от того, какую нагрузку пользователь к нему подключит. Таким образом, выходная мощность будет существенно зависеть от нагрузки. Усилитель будет толерантен к короткому замыканию на нагрузке, но если его оставить открытым, он мгновенно насытится и может даже самоуничтожиться. Вместо этого шунтирующая обратная связь действует наоборот: как и в типичной схеме операционного усилителя, она стремится заставить усилитель создавать определенное выходное напряжение, независимо от нагрузки. Это создает очень низкое выходное сопротивление. Он прекрасно переносит отключение нагрузки, но в случае короткого замыкания нагрузки он попытается подать в нее высокий ток, возможно, самоуничтожаясь. Но если объединить оба метода обратной связи, усилитель будет гораздо более терпим к изменениям нагрузки, коэффициент усиления мощности останется гораздо более стабильным в случае изменений нагрузки, и поэтому это лучший всесторонний, универсальный усилитель. Вместо этого в приборах, где нагрузка известна и фиксирована, УВЧ только с одним методом обратной связи будут вполне приемлемы.

Следующий шаг — вычисление входного сопротивления всего усилителя. Это можно сделать без особых трудностей, теперь, когда мы знаем, что усилитель имеет усиление 9,8 дБ, усиление напряжения около 3,1 при нагрузке 50 Ом. Давайте рассчитаем для частот ниже 20 МГц, потому что там усиление тока этого транзистора стабильно.

Сигнал управления 1 мВ на входе вызовет 3,1 мВ на выходе. Два сигнала находятся в противофазе. Это означает, что напряжение ВЧ на резисторе 240 Ом составляет 4,1 мВ. Это нагружает коллектор 17,1 мкА, а также забирает эти 17,1 мкА со входа управления. Нагрузка 50 Ом, которая видит 3,1 мВ, нагружает коллектор еще 62 мкА. Тогда общий ток сигнала коллектора составляет 79,1 мкА. При коэффициенте усиления тока 70 для этого транзистора в указанном диапазоне низких частот требуется 1,13 мкА тока базы. А затем есть резистор 1 кОм на землю, который при напряжении ВЧ 1 мВ потребляет ток ВЧ 1 мкА. Токи через базу, резистор 240 Ом и резистор 1 кОм в сумме составляют 19,23 мкА. 1 мВ, деленный на 19,23 мкА, равен 52 Ом!

На более высоких частотах коэффициент усиления тока транзистора падает, что приводит к увеличению тока сигнала базы, и среди многих эффектов это приводит к небольшому снижению значения входного сопротивления. Вот почему этот маленький усилитель рекламируется как имеющий входное сопротивление 50 Ом! Это действительно очень близко к этому. Чуть выше в диапазоне низких частот и немного ниже 50 Ом, когда частота переходит в диапазон VHF. Если быть педантичным, то общая входная емкость транзистора около 4 пФ плюс любая паразитная емкость цепи появляются параллельно входному сопротивлению 50 Ом. Но это начинает становиться важным только выше примерно 100 МГц. Так что это хороший каскад УВЧ HF плюс low VHF, если он правильно сконструирован.

Теперь пришло время посмотреть, что происходит на низких частотах. Разработчик этой схемы был настолько ленив, что использовал пять одинаковых конденсаторов. Это не обязательно хороший выбор! Давайте начнем с входных и выходных разделительных конденсаторов. Оба работают на нагрузку 50 Ом, поэтому имеет смысл сделать оба конденсатора одинакового значения. Конденсатор 100 нФ имеет реактивное сопротивление 50 Ом на частоте 31,8 кГц. Объединенный срез -3 дБ двух тогда будет на частоте 45 кГц, что выглядит довольно хорошим выбором, если требуется покрытие от НЧ до VHF. Вот один из секретов электроники: создание схемы для более широкого диапазона частот, чем необходимо, не является хорошей идеей, поскольку это ненужное приглашение к неприятностям. Лучше подгонять частотную характеристику любой схемы под необходимое значение. Это можно легко сделать, отрегулировав конденсаторы соответствующим образом.

Шунтирующий конденсатор в цепи эмиттера важен по сравнению с 100 Ом, включенным параллельно ему. На очень низких частотах, где этот конденсатор имеет высокое реактивное сопротивление, эффективное последовательное сопротивление эмиттера будет 111,7 Ом, что резко снижает усиление усилителя, но никогда не достигает нуля. Частота -3 дБ вдвое ниже, чем у входных и выходных конденсаторов, поскольку она работает против 100 Ом вместо 50 Ом. Поэтому выбор использования здесь той же емкости, что и для конденсаторов связи, хорош, поскольку он будет поддерживать дегенерацию эмиттера, работающую, как и ожидалось, вплоть до частоты, несколько ниже, чем срез, установленный конденсаторами связи.

Конденсатор, шунтирующий резистор 3,3 кОм, — это другое дело. На частотах, достаточно низких, чтобы сделать его неэффективным, усиление этого усилителя возрастет, поскольку отрицательная обратная связь будет слабее. Но усиление все еще ограничено вырождением эмиттера, и в любом случае частота среза 3 дБ 100 нФ при 3,3 кОм составляет всего 482 Гц! Это намного ниже необходимого. Единственный вред, который это наносит, — это замедление стабилизации рабочих условий после включения. Если это проблема, этот конденсатор можно уменьшить до 10 нФ или даже немного меньше.

Конечно, чтобы установить другой нижний предел частоты для отклика, все конденсаторы можно изменить в той же пропорции. Здесь вполне возможно использовать электролитические конденсаторы, правильно ориентированные, чтобы заставить этот усилитель работать во всем звуковом диапазоне и вплоть до УКВ. Конечно, дроссель также должен быть подходящим для низких частот, и это проблема.

Значение байпасного конденсатора и его эффекты больше зависят от того, что происходит в шине питания, чем в усилителе, поскольку дроссель должен блокировать существенные все проходящие сигналы. Учитывая, что дроссели неидеальны, полезно иметь блокировочный конденсатор, который будет очень эффективен, особенно в тех диапазонах частот, где дроссель неэффективен.

Данная схема не была разработана как усилитель мощности. Это становится очевидным, когда анализируем максимальную выходную мощность, которую можем получить от нее: напряжение коллектора может свободно опускаться до менее 3 В, и поскольку схема питается от дросселя, оно может как превышать напряжение 12 В, так и опускаться ниже него. Так что этот усилитель в принципе может выдавать размах ±9 В на выходе. Но может ли он это сделать на самом деле? Нет! Потому что 9 В в нагрузке 50 Ом потребовали бы 180 мА, плюс некоторый дополнительный ток для резистора обратной связи 240 Ом, но усилитель смещен всего на 16 мА! Так что ток, на который смещен этот усилитель, допускает только около ±13 мА в нагрузке 50 Ом, что означает размах напряжения всего ±650 мВ, что является крайне плохим использованием доступного размаха ±9 В. И это пиковый ток и напряжение. Соответствующая выходная мощность составляет всего около 4 мВт. Вместо этого потребляемая от источника мощность 12 В × 18,6 мА (не забывайте, что делитель смещения также потребляет ток!) составляет 223 мВт, и поэтому эта схема имеет максимальную эффективность даже не 2%! Вместо этого она имеет превосходную линейность, обеспечиваемую сильной двойной обратной связью и поддерживаемую небольшим размахом напряжения. Итак, это широкополосный, малоусиленный, малоискаженный, надежный усилитель малого сигнала с хорошо контролируемым входным сопротивлением 50 Ом.

Насколько хорош такой усилитель и как он сравнивается с усилителем без отрицательной обратной связи? Чтобы подготовить несколько графиков, использовался симулятор для расчета усиления от 100 кГц до 1 ГГц, используя источник сигнала 50 Ом:

Красная кривая — усиление без какой-либо обратной связи. Фиолетовая — только с дегенерацией эмиттера. Синяя — только с шунтовой обратной связью. А зеленая — с обеими работающими обратными связями, как показано на схеме. Вы можете ясно видеть, что обратная связь значительно снижает усиление, но также сглаживает кривую усиления, расширяя диапазон частот, в котором усиление по существу постоянно.

Обратите внимание, что усиления при использовании только одного типа обратной связи не согласуются с теми, которые рассчитали выше. Это потому, что расчет был основан на фиксированном сигнале напряжения или тока на входе, в то время как в моделировании использовался источник сигнала с внутренним сопротивлением источника 50 Ом. Очень разные входные сопротивления, возникающие при использовании каждой системы обратной связи, приводят к разнице между кривыми симулятора и моими расчетными значениями. Ситуация с обеими включенными обратными связями вместо этого показывает отличное согласие между моим расчетом и симулятором, потому что это приводит к входному сопротивлению почти точно 50 Ом, что соответствует сопротивлению источника сигнала, так что оба метода расчета согласуются.

Кривые усиления, показанные здесь, не включают влияние всех несовершенств компонентов и соединений. Насколько хорошо усиление реальной схемы будет соответствовать выходным данным симулятора, зависит от того, насколько идеально (без всяких помех) построена схема, в дополнение к тому, насколько хороши модели полупроводников в симуляторе.

В усилителях MOSFET довольно редко намеренно используют вырождение источника в качестве метода обратной связи из-за высокой входной емкости и низкого коэффициента усиления напряжения этих устройств. Поэтому обратная связь обычно реализуется как шунтирующая обратная связь, но всегда присутствует и некоторое вырождение источника, происходящее из внутреннего сопротивления источника MOSFET. Поскольку MOSFET, используемые в усилителе, как правило, имеют коэффициент усиления напряжения затвор-сток, который вполне сопоставим с коэффициентом усиления напряжения база-коллектор, демонстрируемым BJT, работающим с типичным количеством внешнего вырождения эмиттера, мы можем анализировать и проектировать каскады усилителя MOSFET с шунтирующей обратной связью практически так же, как мы анализируем каскад BJT, имеющий обе формы обратной связи. Хотя крутизна данного MOSFET является переменной, зависящей от тока стока, и, таким образом, вызывает очень нелинейное усиление, мы обычно можем подойти достаточно близко, взяв крутизну, которую данный MOSFET имеет при среднем токе, который он будет проводить.

Давайте сначала рассмотрим простой каскад высокочастотного драйвера на МОП-транзисторах мощностью 3 Вт, не имеющий внешней обратной связи:

Предположим, что напряжение смещения отрегулировано так, что MOSFET проводит ток холостого хода 1 А, что позволяет ему работать в классе A. Чтобы развить 3 Вт на нагрузке 15 Ом, нам нужно выходное напряжение RMS 6,7 В и выходной ток RMS 0,45 А. Это равно пиковому выходному напряжению 9,5 В и пиковому выходному току 0,63 А. Из-за RDSon MOSFET и искажений, вызванных на более высоких частотах очень сильным и нелинейным увеличением его емкостей сток-затвор и сток-исток, мы не можем заставить его полностью подтянуть свой сток к земле, а колебание ±9,5 В вокруг напряжения питания 12 В — это лучшее, что мы можем получить, поэтому напряжение питания используется хорошо. Вместо этого может показаться, что смещение транзистора до 1 А, когда требуется только пиковый ток нагрузки 0,63 А, является излишним и расточительным, но посмотрите на опубликованную передаточную кривую этого МОП-транзистора, чтобы понять, почему это необходимо:

Разумно линейная часть кривой начинается примерно с 0,7 А или около того. В этом усилителе используется часть кривой, которая находится между 0,37 и 1,63 А, и это уже включает часть очень нелинейной зоны. Поэтому при регулировке смещения этого усилителя нужно принять компромиссное решение между линейностью и эффективностью. Выбрали 1 А для этого примера. Если вместо этого сместим этот усилитель всего до 0,7 А или около того, его искажения будут просто зашкаливать, несмотря на то, что он все еще работает в классе А.

Помните разницу, которую я провожу между дросселями и ВЧ-дросселями? В этих усилителях MOSFET, несмотря на то что они относятся к классу A, подразумевая, что в принципе ток питания всегда постоянен, что позволяет использовать любой дроссель, не заботясь о том, блокирует ли он частоты модуляции, нужны ВЧ-дроссели, которые свободно пропускают частоты модуляции. Это из-за сильной нелинейности МОП-транзисторов. Во время работы с высокой амплитудой средний ток стока за цикл ВЧ может немного отличаться от среднего тока при низкой или нулевой амплитуде, и дроссель должен принять эту модуляцию тока, иначе напряжение питания стока будет модулироваться огибающей сигнала, что приведет к дополнительным искажениям!

Для тока стока 0,37 А нужно примерно 5,2 В на затворе, а для 1,63 А около 6,1 В. Таким образом, размах напряжения затвора pp составляет 0,9 В для размаха тока стока pp 1,26 А, и это дает крутизну 1,4 сименса.

Входное сопротивление этого усилителя в основном представляет собой сопротивление затвора 51 Ом, которое также использовали для подачи напряжения смещения параллельно с входной емкостью MOSFET. Эта емкость представляет собой комбинацию примерно постоянной емкости затвор-исток, составляющей примерно 47 пФ, и емкости Миллера, которая, в свою очередь, является произведением емкости сток-затвор (очень примерно 3 пФ, сильно меняющейся в зависимости от мгновенного напряжения стока), умноженной на коэффициент усиления напряжения. И этот коэффициент усиления напряжения представляет собой размах выходного напряжения (19 В), деленный на размах входного напряжения (0,9 В), то есть 21,1. Таким образом, емкость Миллера составляет примерно 63 пФ, что приводит общую входную емкость MOSFET к примерно 110 пФ. В результате входное сопротивление составляет 51 Ом || 110 пФ.

Обратите внимание, что эта комбинация входного сопротивления и емкости создает полюс на 28,4 МГц, поэтому входное согласование усилителя будет плохим на верхнем конце диапазона HF. Это было бы не совсем приемлемо в усилителе, который должен быть примерно плоским до 30 МГц. Потребовалось бы меньшее сопротивление подавления, чтобы сгладить отклик на более высокой частоте.

Требуемая мощность привода определяется входным сопротивлением и среднеквадратичным входным напряжением. Поскольку входное напряжение pp составляет 0,9 В, среднеквадратичное значение составляет 0,32 В, а на нагрузке 51 Ом это всего 2 мВт. Обратите внимание, что параллельная входная емкость не требует никакой дополнительной мощности привода, а только дополнительного тока привода, который на 90° не совпадает по фазе с напряжением привода! Конечно, типичный источник привода будет иметь проблемы с этим дополнительным несовпадающим по фазе током. В любом случае, поскольку он выдает выходную мощность 3 Вт, усиление составляет колоссальные 32 дБ! Но частотная характеристика плохая, и линейность тоже.

Давайте сначала исправим вход. Учетверив нагрузку на затвор, поднимаем проблемы в 4 раза по частоте, что должно быть достаточно хорошо. Если хотим сохранить вход ~50 Ом, то также нужно добавить согласующий трансформатор:

Теперь входное сопротивление составляет 48 Ом || 27 пФ, что дает частоту входного полюса примерно 114 МГц, что хорошо для использования на ВЧ. Но это имело свою цену! Не только добавлен автотрансформатор, но и теперь нужно вдвое большее напряжение возбуждения, вчетверо большее усилие возбуждения, а это означает, что усиление модифицированного усилителя на 6 дБ ниже. Это все еще усиление в 26 дБ, что довольно хорошо, и на самом деле может быть слишком большим в некоторых случаях.

Теперь введем преднамеренную шунтирующую обратную связь, параллельно емкостной шунтирующей обратной связи, которая всегда присутствует из-за емкости сток-затвор МОП-транзистора. Давайте произвольно заменим около 90% затопления затвора на шунтирующую обратную связь:

Как видно, увеличили значение резистора в десять раз и добавили шунтирующую обратную связь. Поскольку коэффициент усиления напряжения усилителя (задаваемый крутизной MOSFET и сопротивлением нагрузки) составляет 21,1, а выходное напряжение находится в фазе, противодействующей напряжению возбуждения, общее напряжение ВЧ между стоком и затвором в 22,1 раза больше напряжения возбуждения. Таким образом, значение резистора обратной связи должно быть в 22,1 раза больше, чем часть резистора swamping, которую он заменяет. Поскольку он составляет около 13 Ом (потому что 13 Ом параллельно с 120 Ом составляет примерно 12 Ом), нам нужно около 300 Ом сопротивления шунтирующей обратной связи. Конечно, последовательно должен быть включен конденсатор блокировки постоянного тока, и его значение должно быть достаточно большим, чтобы поддерживать функциональность обратной связи до достаточно низкой частоты.

Теперь ток возбуждения разделяется примерно на 10% на резистор swamping/bias и на 90% на резистор обратной связи. Что получили, сделав это? Ничего, пока! Фактически, добавили две части, теперь тратим часть выходной мощности на резистор обратной связи, но ток сток-сигнала по-прежнему строго зависит от напряжения возбуждения, которое зависит от драйвера. Как и искажение, частотная характеристика. Пока нет никаких улучшений.

Конечно, всё меняется, когда учитываем внутреннее сопротивление источника сигнала. Давайте сделаем это явно:

Предположим, что автотрансформатор 4:1 работает как надо, и что конденсатор связи прозрачен на ВЧ, внутреннее сопротивление источника сигнала 50 Ом, преобразованное трансформатором до 12,5 Ом, образует делитель напряжения с импедансом на затворе МОП-транзистора, который представляет собой параллельную комбинацию резистора подмачивания и инжекции смещения 120 Ом с резистором обратной связи 300 Ом, разделенным на коэффициент усиления по напряжению плюс один, емкостью затвор-исток МОП-транзистора и емкостью сток-затвор, умноженной на коэффициент усиления по напряжению плюс один.

Теперь получаем выгоду от того, что в основном заменили чистое тупое подмачивание затвора обратной связью: более низкие искажения! Потому что любые продукты искажений, появляющиеся на стоке, будут возвращаться в затвор и фактически смогут изменять напряжение затвора, которое больше не привязано жестко к жесткому источнику напряжения в виде драйвера с нулевым сопротивлением. Это вызывает противоположное изменение тока стока, ослабляя эти искажения. Кроме того, любое снижение усиления на высоких частотах, вызванное эффектами времени работы транзистора или индуктивностью выводов источника, также будет смягчено, что приведет к некоторому расширению диапазона плоского усиления.

Интересно понять, какое сопротивление источника видит сам затвор в диапазоне частот. В нормальном рабочем диапазоне частот, где трансформатор работает нормально, и MOSFET тоже, это сопротивление 50 Ом, преобразованное трансформатором до 12,5 Ом, параллельно с резистором смещения/подмачивания 120 Ом, параллельно с примерно 13,5 Ом эффективного сопротивления, обеспечиваемого схемой обратной связи. Что в общей сложности составляет примерно 6 Ом.

Но на очень низких частотах это условие нарушается: трансформатор больше не работает хорошо, что делает его похожим на параллельную индуктивность низкого значения с землей. В то же время конденсатор связи больше не имеет почти нулевого импеданса. Это образует довольно последовательную резонансную цепь от затвора до земли, которая взаимодействует с внутренними емкостями MOSFET, так что мы получаем последовательную и параллельную резонансную частоту! Очень легко невольно построить генератор таким образом. Отрицательная обратная связь должна помочь предотвратить колебания, но путь отрицательной обратной связи также становится емкостным на этих очень низких частотах, поскольку реактивное сопротивление конденсатора 22 нФ начинает доминировать над резистором 300 Ом. Параллельный резонанс на затворе все еще нагружается и, таким образом, де-Q-ируется за счет резистора-заглушки, который подключен к источнику смещения, который, как надеемся, имеет низкий импеданс вплоть до постоянного тока. Но это не помогает с последовательным резонансом, который все еще может заставить схему колебаться! Обычно нужно нагрузить и де-Q-ировать и его, добавив небольшой резистор последовательно либо с затвором, либо с конденсатором связи. Добавляя это последовательное сопротивление, усилитель не только становится более стабильным, но и становится более независимым от внутреннего сопротивления источника сигнала. В крайнем случае можем захотеть установить последовательное сопротивление настолько большое, чтобы оно обеспечивало согласование с источником возбуждения, без необходимости использования трансформатора:

Входное сопротивление 50 Ом теперь задается резистором 36 Ом последовательно с эффективным сопротивлением 12 Ом комбинации болота и обратной связи. Цена этого заключается в том, что нам нужно снова удвоить напряжение возбуждения, учетверить мощность возбуждения, и, таким образом, замена трансформатора резистором стоит нам еще 6 дБ усиления. Но это обеспечивает превосходную стабильность в сочетании с хорошей равномерностью усиления и достаточно низкими искажениями, а также упомянутой умеренной степенью независимости от внутреннего импеданса источника возбуждения.

Коэффициент усиления по напряжению этого усилителя составит около 5,5. Коэффициент усиления по току составит около 18, учитывая, что сопротивление нагрузки намного ниже входного сопротивления. Это коэффициент усиления мощности 100, что составляет 20 дБ. Неплохо.

Эта схема показывает входную и обратную конфигурацию двухтактного, построенного как два отдельных усилителя в противофазе:

Тут две стороны полностью независимы, каждая со своей собственной шунтом обратной связи и последовательным резистором. Единственный элемент, соединяющий их (кроме земли и Vcc, конечно) — это приводной трансформатор, центральная точка вторичной обмотки которого заземлена для частот ВЧ и модуляции (последнее благодаря источнику смещения с низким сопротивлением). Затем приводной трансформатор выдает равные и противоположные напряжения сигнала, управляющие двумя секциями усиления. Пока значения резисторов выбраны таким образом, что они выдают усиление напряжения, которое намного ниже усиления напряжения, получаемого из крутизны МОП-транзисторов и значения сопротивления нагрузки, каждый из МОП-транзисторов будет выдавать хорошо контролируемое выходное напряжение, равное по величине и противоположное по фазе, для подачи на любой выходной трансформатор.

Таким образом, эта схема реализует полную обратную связь: есть как дифференциальная, так и синфазная обратная связь. Что, если мгновенная разница выходного напряжения меньше, чем должна быть? Другими словами, если выходное дифференциальное напряжение слишком низкое? Тогда цепь обратной связи заставит оба напряжения затвора измениться в противоположных направлениях, так что ошибка будет в значительной степени исправлена. А что, если оба выхода станут слишком высокими, вместе? То есть, появится синфазное выходное напряжение? Тогда цепь обратной связи тогда подтянет оба затвора немного выше, в значительной степени исправив это синфазное отклонение.

Теперь давайте изменим эту схему, добавив трансформатор обратной связи:

Это чистая дифференциальная обратная связь. Любая разница между двумя выходными напряжениями создает выход с трансформатора обратной связи, который подается дифференциально между затворами. Вместо этого любое синфазное напряжение на стоках просто не видно трансформатору, вызывая отсутствие обратной связи.

Обычно вторичная обмотка трансформатора обратной связи имеет гораздо меньше витков, чем первичная, часто всего один виток. Это позволяет уменьшить значение резисторов обратной связи и, в частности, уменьшить потери мощности в них. Это важное преимущество в усилителях, питаемых от относительно высоких напряжений, которые, как правило, требуют мощных ВЧ-резисторов при использовании прямой обратной связи сток-затвор. В любом случае, это снижение потерь мощности является слабой причиной для выбора только дифференциальной обратной связи, поскольку нет никаких причин, по которым было бы невозможно использовать два отдельных трансформатора обратной связи, реализуя таким образом полную дифференциальную и синфазную обратную связь в сочетании с низкими потерями мощности в резисторах. Но схема более сложная, с одним дополнительным трансформатором и несколькими дополнительными конденсаторами, поэтому это делается редко.

Дифференциальная обратная связь полностью способна контролировать дифференциальное усиление усилителя, уменьшая искажение дифференциального выходного напряжения, расширяя полосу пропускания плоского усиления, но она ничего не делает для того, чтобы удерживать каждое стоковое напряжение центрированным вокруг Vcc! На постоянном токе и до частоты, на которой начинают действовать РЧ-дроссели, РЧ-дроссели будут принудительно центрировать, но не на РЧ. Поэтому вполне возможно, и даже вполне обычно, что усилитель, настроенный таким образом, будет показывать совершенно разные, асимметричные, чрезвычайно искаженные формы сигналов стокового напряжения, но дифференциальное напряжение от стока до стока все равно будет достаточно чистым! Проблема в том, что по мере того, как один транзистор насыщается, а другой это компенсирует, неизбежно возникнут некоторые дополнительные искажения на выходе, и часто один транзистор будет нагреваться больше другого, что может привести к тепловому разгону.

Что еще хуже, этот усилитель будет демонстрировать чрезвычайно высокий и неконтролируемый синфазный коэффициент усиления напряжения. Любой сигнал, просачивающийся в затворы, такой как емкостная связь между обмотками трансформатора обратной связи, появится в синфазном режиме на обоих затворах, вызывая синфазный сток-ток. Также любой синфазный сигнал, создаваемый самими МОП-транзисторами при дифференциальном управлении из-за их нелинейности, будет делать это. Поскольку стоки не нагружены для синфазного режима, из-за дифференциального подключения нагрузки возникает очень большой синфазный сток-сигнал напряжения. Он может легко превысить предел сток-напряжения, заставив транзисторы перейти в лавинную проводимость, что может легко их разрушить. И последнее: такой высокий, нежелательный, ненужный синфазный коэффициент усиления может легко заставить усилитель колебаться в синфазном режиме.

Конечно ни этот, ни любой другой усилитель не полностью свободны от прямой сток-затвор обратной связи. Причина в емкости сток-затвор МОП-транзисторов, которая важна на более высоких частотах, даже становясь доминирующим фактором. Но на более низких частотах этот внутренний путь обратной связи становится менее эффективным. Кроме того, будучи емкостным путем, обратная связь, которую он обеспечивает, смещена по фазе на 90°, выполняя половину работы, необходимой для генерации усилителем колебаний! Если другая половина исходит от фазовых сдвигов во всех других частях схемы, мы получаем низкочастотный генератор вместо усилителя.

Тем не менее, эта схема дифференциальной обратной связи на основе трансформатора часто используется в коммерческих радиоприемниках. Частично это может быть связано с тем, что разработчики не до конца понимают, что они делают. Но действительно существуют способы контролировать такой усилитель даже в синфазном режиме. Помните главу о конфигурациях питания для двухтактных усилителей: при использовании бифилярного дросселя питания, сбалансированного трансформатора питания или как бы вы его ни называли, стоки вынуждены переносить зеркальные изображения любого присутствующего сигнала, и это закорачивает любое синфазное напряжение на стоках! Когда нет возможности синфазного напряжения стока, нет также необходимости в какой-либо синфазной обратной связи по напряжению. Также становится ненужным специальный трансформатор обратной связи, потому что вместо него можно использовать простой, одиночный виток на дросселе питания. Это очень часто делается и выглядит так:

Очень просто, красиво и экономически эффективно. Вот почему производители любят его использовать. Также эта схема допускает настоящую работу классов AB и B, в отличие от усилителя, использующего отдельные дроссели, что хорошо только для класса A, динамического класса A и класса D с переключением тока. Есть только одна проблема, и она большая: чрезвычайная сложность в создании такого связанного дросселя питания, который фактически поддерживает хорошую связь с самыми высокими требуемыми частотами, и в физическом построении схемы сток-питание-обход с достаточно низкой паразитной индуктивностью.

Если разработчик когда-либо захочет реализовать только синфазную обратную связь, без какой-либо дифференциальной обратной связи, это, безусловно, можно сделать, как в данном примере:

2 резистора, подключенные к стокам, реагируют исключительно на синфазное напряжение стока, и оно прикладывается в одной и той же фазе к обоим затворам. Коэффициент усиления синфазного сигнала можно контролировать значениями сопротивления, в то время как в дифференциальном режиме этот усилитель работает в разомкнутом контуре.

Основная проблема этой схемы в том, что трудно придумать для нее хорошее применение.

Давайте вместо этого сделаем небольшую модификацию, которая позволит реализовать более сильную синфазную обратную связь, чем дифференциальную. Такая конфигурация полезна, если хотим принудительно удерживать напряжения стока от развития каких-либо значительных синфазных сигналов, имея при этом более слабую дифференциальную обратную связь, чтобы все еще получить достаточное усиление. Будем основывать эту схему на той, которая имеет две полностью отдельные стороны, с одной небольшой модификацией:

Модификация заключается в добавлении резистора последовательно с центральным отводом трансформатора привода. Дифференциальная обратная связь по-прежнему зависит только от соотношения между резисторами шунта и привода (включая преобразованное сопротивление драйвера), в то время как синфазная обратная связь зависит от соотношения между резисторами шунта и последовательной комбинацией резисторов затвора и резистора центрального отвода.

Если этот новый резистор заменить на ВЧ-дроссель, синфазная обратная связь станет чрезвычайно сильной, что приведет к полному отсутствию синфазных сигналов на стоке. Но реактивное сопротивление дросселя представляет опасность для стабильности в диапазоне частот, где дроссель начинает становиться неэффективным.

Обратите внимание, что если используется трансформатор привода с одним вторичным витком, как это часто бывает в больших усилителях, центральный отвод по существу развязан, поэтому он ведет себя как последовательный дроссель! Таким образом, этот УВЧ имеет очень низкий коэффициент усиления синфазного сигнала:

Такие трансформаторы обманывают, потому что многие предполагают, что их центральный отвод работает на ВЧ, что на самом деле не так. Того же эффекта можно добиться, не используя вообще никакого центрального отвода и подавая напряжение смещения через резистор с высоким номиналом:

Эта схема может выглядеть безумной, поскольку смещение подается только на одну сторону. Конечно, на самом деле это не имеет значения, поскольку трансформатор привода имеет по сути нулевое сопротивление постоянному току, а сопротивление смещения, которое выбрали, настолько велико, что вызываемый им дисбаланс ВЧ совершенно незначителен, по крайней мере, пока используемый драйвер не имеет почти бесконечного импеданса. Но если создаете такую ​​схему и хотите идеальной симметрии, просто ради эстетической ценности, можете использовать два резистора смещения, по одному на каждую сторону.

Преимущество этой конфигурации перед той, которая имеет резистор на центральном отводе, заключается, конечно, в том, что центральный отвод не требуется, что упрощает конструкцию трансформатора привода. Это может быть особенно важно при использовании трансформатора линии передачи для управления.

Усилитель, подобный этому, работает с чисто дифференциальным приводом, оптимальной дифференциальной обратной связью и очень сильной синфазной обратной связью. Он обеспечивает хороший баланс между сторонами, несмотря на отсутствие прямой связи сток-сток. Но при проектировании такого усилителя нужно проявлять большую осторожность, поскольку в нем встроена ловушка: синфазное напряжение затвора может быть очень сильно подтянуто и подтянуто обратной связью, что может привести к разрушению МОП-транзисторов, превысив отрицательное напряжение затвора! Получить слишком высокое положительное напряжение затвора невозможно, потому что когда напряжение затвора становится довольно высоким, МОП-транзистор проводит так сильно, что он подтягивает свой сток, несмотря ни на что, и таким образом ограничивает отклонение положительного напряжения затвора.

Проблема только в отрицательном напряжении затвора. Если по какой-либо причине оба напряжения стока быстро подтянутся, затворы последуют за этим, МОП-транзисторы выключаются, и поскольку они не могут «выключиться», они не могут удержать напряжение затвора от сильного отрицательного перехода. В усилителях, работающих от 12 В и использующих VDMOSFET с номинальным напряжением затвора ±20 В или даже ±30 В, это не представляет никакого риска, но в усилителях с питанием от 50 В, использующих LDMOSFET с номинальным напряжением затвора, возможно, +13/-6 В, повреждение может произойти легко. Поэтому было бы разумно либо не использовать схему с такой сильной синфазной обратной связью в УВЧ LDMOSFET на 50 В, либо добавить зажимы напряжения затвора, которые предотвратят чрезмерные отрицательные скачки напряжения затвора.

Увеличение силы синфазной обратной связи полезно для контроля перенапряжения стока. Главное заключается в следующем: когда в тракте питания каждого стока есть какая-либо значительная несвязанная индуктивность, эта индуктивность пытается поддерживать постоянный ток питания на протяжении всего цикла ВЧ, но усилителю класса AB необходимо изменять этот ток от почти нуля до максимума дважды за цикл ВЧ. Таким образом, эти два требования сталкиваются, и результатом являются чрезвычайно высокие индуктивные всплески напряжения на стоках, которые в лучшем случае только создают искажения и снижают эффективность, а в худшем — убивают транзисторы. Схема обратной связи, которая реализует очень сильную синфазную обратную связь, как те, которые мы только что рассматривали, может в значительной степени контролировать эту проблему. Всякий раз, когда МОП-транзисторы пытаются всасывать больше тока, чем пропускают стоковые дроссели, синфазное стоковое напряжение будет провисать, и это уменьшит оба напряжения затвора, ограничивая ток, потребляемый любым МОП-транзистором, проводящим в это время.

Аналогично, когда управляющий сигнал пересекает ноль, так что МОП-транзисторы будут иметь только напряжение смещения на своих затворах и проводить очень небольшой ток, но стоковые дроссели все еще будут нагнетать тот же высокий ток, что и раньше, синфазное стоковое напряжение будет расти. Еще более понятными словами, оба стока увидят очень опасный скачок высокого напряжения одновременно. При сильной синфазной обратной связи этого не произойдет, потому что оба затвора будут подтянуты, что позволит обоим МОП-транзисторам проводить ток, стоящий в дросселях. Таким образом, используя сильную синфазную обратную связь, мы превращаем усилитель класса AB с опасными высоковольтными скачками на стоках в динамический усилитель класса A, который в значительной степени свободен от этих скачков! Цена, которую платим, заключается в том, что получаем полную мощность эффективности, больше похожую на класс A, чем на класс AB. Но, по крайней мере, ток холостого хода следует за амплитудой сигнала, а во время пауз модуляции рассеивание так же мало, как в классе AB.

Таким образом, обратная связь может иметь сильное влияние на смещение, несмотря на отсутствие пути обратной связи по постоянному току и даже пути обратной связи по низкой частоте!

Можем использовать обратную связь для реализации компенсации частотной характеристики. С усилителями на биполярных транзисторах это может быть весьма важно, поскольку многие биполярные транзисторы, используемые для усилителей, работающих в диапазоне высоких частот, имеют Ft всего 100 МГц или немного больше, поэтому их коэффициент усиления по току падает с ростом частоты с постоянной скоростью в большей части нашего предполагаемого диапазона рабочих частот. Коэффициент усиления будет намного ниже на верхнем конце диапазона, чем на нижнем. Правильная компенсация этого может быть включена в тракт привода или в тракт обратной связи, или даже в оба из них. Поскольку это подразумевает вставку реактивных компонентов, таких как катушки индуктивности последовательно с резисторами шунтирующей обратной связи, необходимо проявлять большую осторожность, чтобы убедиться, что усилитель остается стабильным. Общая идея заключается в том, чтобы уменьшить силу отрицательной обратной связи по мере роста частоты, чтобы компенсировать падение коэффициента усиления в транзисторах. Это также имеет тенденцию поддерживать входное сопротивление более постоянным, поскольку базовое или затворное сопротивление транзисторов падает с ростом частоты.

MOSFET, используемые на ВЧ, имеют гораздо более плоскую частотную характеристику, потому что их Ft настолько высок, что обычно нам не нужно беспокоиться об этом при работе на ВЧ. Но их входное сопротивление падает еще сильнее с частотой, чем у BJT, и это один из ограничивающих факторов практического диапазона рабочих частот MOSFET в широкополосном усилителе. Не так в настроенном усилителе, где емкости в основном можно настроить. Вот почему данный MOSFET может хорошо работать в настроенном на 200 МГц, в то время как он подходит только для частот до 50 МГц или около того в широкополосном.

Учитывая высокий коэффициент усиления LDMOSFET, обычно мы можем получить достаточную равномерность усиления, просто используя простую обратную связь, достаточно сильную, чтобы снизить усиление настолько, что наша преднамеренная обратная связь будет контролировать усиление во всем диапазоне частот, а не внутреннюю емкость сток-затвор. И мы также либо затопим входную емкость МОП-транзисторов посредством сильной обратной связи, либо мы можем помочь ситуации, поглотив ее в секцию фильтра нижних частот, как объяснялось в главе о вождении. Опять же, это включает в себя реактивные элементы, и нужно быть осторожным, чтобы избежать нестабильности.

Стабильность усилителя

Давайте рассмотрим теорию осцилляторов (генераторов): любое устройство с обратной связью будет колебаться, если есть какая-либо частота, на которой обратная связь точно совпадает по фазе, и есть достаточно усиления, чтобы преодолеть потери во всем контуре обратной связи. Таким образом, нужно всего три вещи, чтобы получить колебания: усиление, обратная связь и подходящая фаза обратной связи.

У любого усилителя есть усиление. Поэтому не выйдет бороться с колебаниями, устраняя усиление, по крайней мере, в требуемом диапазоне рабочих частот.

Можно подумать, что было бы разумнее избегать встраивания обратной связи в усилитель, чтобы предотвратить колебания. К сожалению, это невозможно, потому что всегда есть некоторая ОС. Каждый транзистор имеет шунтирующую обратную связь через емкость сток-затвор или коллектор-база, также всегда есть некоторая обратная связь через сопротивление соединения эмиттера или источника, и есть дополнительная обратная связь через емкостную и индуктивную связь между входной и выходной цепями, и через сквозное соединение по линии питания в источник смещения, и в основной источник питания других каскадов в цепи усилителя. Таким образом, ОС неизбежна, и вместо того, чтобы впадать в крайности в борьбе с ней (так называемая «нейтрализация»), очень часто проще и лучше подавить неизбежную нежелательную обратную связь с помощью сильной, преднамеренной, правильно спроектированной.

Остался всего один вариант. И это фаза обратной связи. В любом усилителе или цепочке каскадов должны быть абсолютно уверены, что ни при каких условиях не существует частоты, на которой фаза обратной связи является правильной для колебаний, и в то же время в контуре есть какое-либо усиление. Это золотое правило стабильности!

Фаза, необходимая для колебаний, конечно, такова, что сигнал, подаваемый в точку контура, усиливается, возвращается, задерживается, инвертируется, снова инвертируется, смещается вперед, смещается назад, как угодно, и в конечном итоге возвращается в то же самое место в той же самой фазе, в которой он был введен. Неважно, сдвинута ли фаза на 0°, 360°, 720° или даже на большее количество полных периодов. Любой из них хорош для колебаний.

Когда проектируем УВЧ, в принципе применяем отрицательную обратную связь, то есть обратная связь смещена на 180° относительно исходного сигнала. Это простая инверсия фазы. По крайней мере, это первая цель. Неизбежно будут некоторые дополнительные сдвиги фазы, вперед или назад, которые заставят фазовый угол обратной связи отклоняться от оптимальных 180°. Вторая цель — держать комбинацию всех этих сдвигов под контролем таким образом, чтобы не было частоты, где они складываются в дополнительный сдвиг на 180°, который поместил бы сигнал обратной связи в фазу с приводом, и на которой все еще есть усиление.

Контур обратной связи будет самовозбуждаться только тогда, когда общий сдвиг фазы будет точно правильным. Колебание автоматически произойдет на частоте, где происходит этот идеальный сдвиг фазы. Вот почему, в конце концов, генераторы можно настраивать, изменяя емкость или индуктивность. Если нет частоты, на которой происходит правильный сдвиг фазы, не будет никаких самовозбуждений, но когда сдвиг фазы близок к требуемому, усилитель зазвонит. Это означает, что при возбуждении вблизи этой частоты или импульсом, который содержит все частоты, это запустит колебание на резонансной частоте с амплитудой, которая со временем уменьшается, пока не перейдет в шум. Чем ближе фаза обратной связи к критической, вызывающей автоколебания, тем сильнее и продолжительнее будет этот звон. Аналогично, чем выше коэффициент усиления контура, тем сильнее будет звон.

Допустимый уровень звона зависит от приложения. Часто используемое эмпирическое правило заключается в том, что разработчик должен сохранять запас по фазе не менее ±45°, в идеале ±60°, и запас по усилению не менее 6 дБ, в идеале 10 дБ. В переводе на более понятный человеку язык это означает, что общая задержка фазы, включая инверсию фазы, вдоль всей петли обратной связи должна быть где-то между 45° и 315° на всех частотах, где коэффициент усиления петли не менее единицы, и на любой частоте, где общая задержка фазы равна 0°, коэффициент усиления петли должен быть ≤ -6 дБ. И если вы можете добиться того, чтобы задержка упала между 60° и 300° на всех частотах, где коэффициент усиления петли равен единице или выше, и коэффициент усиления был ≤ -10 дБ на любой частоте, где фаза равна 0°, вы можете назвать это превосходным результатом. Эти числа не должны быть сверхточными. При сравнении амплитуд сигналов на экране осциллографа, это достаточно точно, если считаем, что 6 дБ — это отношение напряжений ~2:1, а 10 дБ — отношение ~3:1.

Конечно, почти невозможно трудно рассчитать сдвиг фазы и усиление для каждой частоты в усилителе, который имеет много неизвестных значений, таких как изменяющиеся и плохо заданные внутренние емкости транзисторов, неизвестные индуктивности проводов и дроссели с ферритовым сердечником, которые изменяют свою индуктивность и потери нелинейным образом в соответствии с протекающим через них током.

Давайте посмотрим, как это делается на практике, проанализировав устойчивость реального УВЧ. Для простоты давайте используем один из примеров в предыдущем разделе:

Предположим, что дроссель ВЧ имеет значение 22 мкГн, что источники 12 В и смещения имеют нулевое внутреннее сопротивление, а источник управляющего сигнала имеет внутреннее сопротивление 50 Ом, свободное от реактивного сопротивления.

Для начала представьте, что произойдет, если на затворе будет сигнал 1 мВ на частоте 2 МГц. Этот транзистор, работающий при токе холостого хода 1 А, имеет крутизну примерно 1,4S. Таким образом, сигнал затвора 1 мВ вызовет сигнал тока стока 1,4 мА. На этой низкой частоте задержка в МОП-транзисторе пренебрежимо мала, поэтому мы можем считать, что ток стока находится точно в фазе с напряжением затвора. Но ток впадает, а не вытекает, поэтому он фактически смещен по фазе на 180°. Поскольку эта инверсия фазы не связана с задержкой по времени, имеет тот же смысл считать ее положительной или отрицательной. Ради интереса давайте будем считать ее равной -180°.

Чтобы рассчитать результирующий сигнал напряжения стока, нужно рассчитать общее сопротивление, которое видит сток. Это результат нагрузки 15 Ом последовательно с конденсатором связи 100 нФ, параллельно с 22 мкГн дросселя, параллельно с последовательным соединением 22 нФ и 300 Ом, с дополнительным усложнением, что эта последняя ветвь не возвращается к земле ВЧ, а к точке сигнала затвора 1 мВ, и в этот момент мы даже не знаем разность фаз между напряжениями стока и затвора!

Это слишком сложно, чтобы быть практичным, поэтому давайте сделаем приближение, считая 1 мВ пренебрежимо малым. Итак, есть 3 параллельные ветви, две из которых состоят из сопротивления и реактивности, и к этому должны добавить две внутренние ветви МОП-транзистора: емкость сток-исток и емкость сток-затвор, где последняя снова требует либо учета, либо пренебрежения сигналом затвора 1 мВ! Чтобы добавить вишенку на пирог, эти две емкости меняются в течение периода сигнала, а также их средние значения за период меняются в зависимости от амплитуды. Но мы проводим анализ малых сигналов, так что давайте считать их постоянными.

Решая эту сеть сопротивлений на стоке, что можно сделать калькулятором или с помощью программного обеспечения, или даже с помощью онлайн-калькуляторов, получаем 14,3 Ом при фазовом угле -0,3°. Это означает, что на этой частоте реактивные сопротивления в цепи оказывают очень небольшое влияние и в значительной степени компенсируют друг друга. Результирующее сопротивление почти в точности равно нагрузке 15 Ом параллельно резистору обратной связи 300 Ом.

Теперь все просто и понятно. Ток сигнала стока 1,4 мА при приложении к этому сопротивлению создает сигнал напряжения стока 20 мВ. Фаза этого сигнала напряжения составляет -180,3°. Отлично.

Дальше посмотрим что шунтирующая обратная связь делает с напряжением затвора, чтобы завершить цикл: 300 Ом последовательно с 22 нФ — это сопротивление 300,02 Ом при фазовом угле -0,7°. Незначительное отличие от чистого резистора 300 Ом. Давайте добавим емкость сток-затвор МОП-транзистора, около 2,2 пФ, параллельно. Результат — немного меньше 300 Ом при -1,2°.

Из-за почти точной противофазы между напряжениями затвора и стока, на 300 Ом есть 21 мВ, что вводит ток 70 мкА в затворную ноту, при фазовом угле -179,1°. Это потому, что деление напряжения на импеданс, который имеет отрицательный фазовый сдвиг, приводит к току с положительным фазовым сдвигом, поэтому фаза составляет -180,3°+1,2°.

Этот ток видит 3 параллельных пути к земле. Один из них — емкость затвор-исток МОП-транзистора, 55 пФ. Затем идет резистор смещения 120 Ом, который заземлен по радиочастоте на другом конце, и последовательное соединение входного резистора 36 Ом, конденсатора связи 100 нФ и внутреннего сопротивления источника возбуждения 50 Ом. Разрешая эту сеть, я получаю почти точно 50 Ом при -2,3°.

70 мкА в 50 Ом дает 3,5 мВ, а фазовый ток -179,1° в импедансе -2,3° дает фазу напряжения -181,4°.

Таким образом, петлевой коэффициент усиления этого усилителя на частоте 2 МГц при показанных и предполагаемых условиях составляет 3,5 (чуть больше 10 дБ) с фазой, смещенной всего на -1,4° от идеальной отрицательной обратной связи. Это очень хорошо, и нет ни малейшего шанса на какие-либо колебания на частоте 2 МГц.

Можно провести анализ устойчивости, поместив все эти вычисления в небольшую программу или даже электронную таблицу, и заставить компьютер рассчитать коэффициент усиления контура и фазу для очень широкого диапазона частот, от 1 Гц до 1 ГГц или около того, и убедиться, что условия для колебаний не возникают ни на одной частоте, и что запасы фазы и/или усиления в порядке. Или, если вы свободно используете симулятор цепей, это прекрасная возможность использовать его, но нужно использовать его осторожно, потому что модели транзисторов в симуляторах часто очень плохи и приводят к неправильным результатам.

Поместим пассивную модель цепи обратной связи в Micro-CAP:

Источник сигнала настроен на создание 1,4 кВ с внутренним сопротивлением 1 МОм, чтобы создать довольно четко определенную инъекцию тока 1,4 мА в схему. Это имитирует сигнал тока стока, созданный 1 мВ на затворе. L1 — дроссель питания, C1 — выходной соединительный конденсатор, R1 — нагрузка, C2 — емкость сток-исток МОП-транзистора, C4 — емкость сток-затвор, C5 — емкость затвор-исток. C3 и R2 — части шунта обратной связи, R3 — резистор смещения, R4 и C6 — входные части усилителя, а R5 — внутреннее сопротивление официального источника сигнала.

Затем сделаем развертку от 10 кГц до 1 ГГц, чтобы создать диаграмму Боде (усиление и фаза) петли обратной связи. Отрегулируем шкалу усиления, чтобы скорректировать источник тока и усиление транзистора, и добавим сдвиг фазы на 180°, происходящий в транзисторе. Вот результат:

В требуемом диапазоне рабочих частот от 1,8 до 30 МГц обратная связь имеет довольно постоянную силу, а ее фаза падает от номинальных -180° до примерно -200°, так что это отличная отрицательная обратная связь во всем этом диапазоне.

В области низких частот видим пик усиления, затем спад вместе с соответствующим сдвигом фазы. Единичное усиление контура (0 дБ) достигается при 30 кГц, а запас по фазе составляет около 72°, что превосходно. Частота, на которой контур обратной связи достигает нулевой фазы, находится далеко за пределами графика, а усиление контура на этой частоте намного ниже единицы, вероятно, -20 дБ или даже ниже, поэтому запас по усилению очень достаточен. Нет риска низкочастотных колебаний.

На конце высокой частоты этот график Боде неточен, поскольку он не включает эффекты внутренней задержки транзистора и падения усиления. Эти данные не приведены в его техническом описании, поэтому мне приходится руководствоваться чувствами и опытом, или же создавать испытательную установку и измерять поведение этого MOSFET. В любом случае, без учета эффектов VHF/UHF, вносимых MOSFET, этот усилитель имеет превосходный профиль стабильности с пересечением единичного усиления контура примерно на 230 МГц и запасом по фазе около 110°. При добавлении спада транзистора ситуация ухудшится, но, надеюсь, не настолько, чтобы он начал колебаться на УКВ.

Так что есть большая вероятность, что этот усилитель не будет проблемным.

Но это в оптимальных условиях. Чистая резистивная нагрузка и источник сигнала с постоянным, чистым внутренним сопротивлением. На практике это часто не так, и в зависимости от того, какую нагрузку должен выдавать усилитель и какое сопротивление имеет источник сигнала, картина может быть совсем другой. Для реального применения нам нужно смоделировать усиление контура и фазу в реальных рабочих условиях с подключенными истинной нагрузкой и истинным источником сигнала.

Давайте воспользуемся симулятором, чтобы поиграть в игру «что если». Первый тест: дайте УВЧ поработать без нагрузки. Диаграмма Боде изменится на эту:

Обратите внимание на изменение масштаба на графике усиления. Очень высокое усиление контура около 6 МГц, но это не проблема, потому что фаза остается близкой к -180°. На низкочастотном конце нет никаких изменений, потому что там очень низкий импеданс дросселя питания доминирует над нагрузкой или его отсутствием. Но обратите внимание на диапазон около 100 МГц: запас по фазе составляет всего 60° с усилением контура от 10 до 15 дБ, что само по себе не является проблемой, но после добавления некоторой дополнительной задержки фазы в MOSFET здесь все может стать напряженным! Существует некоторый риск того, что фаза может упасть до -360° до того, как усиление контура упадет до 0 дБ, и в этом случае усилитель будет делать то, что усилители любят больше всего: колебаться!

Итак, в случае, если применение этого усилителя может включать ситуацию с открытой нагрузкой, было бы разумно выяснить временную задержку транзистора и кривую усиления и включить ее в моделирование. Другая возможность — просто построить усилитель и протестировать его без нагрузки, при различных напряжениях питания, настройках смещения, температурах, и посмотреть, не натворит ли он чего-нибудь плохого. Если он колеблется, частота будет несколько ниже 100 МГц. Если он не колеблется, было бы хорошо ввести небольшой сигнал, пропустить его по подозрительному диапазону и посмотреть, насколько сильно звенит схема.

А что если закоротим нагрузку? Посмотрите:

Получаем неприятный, острый резонанс около 100 кГц, потому что дроссель подачи и выходной соединительный конденсатор образуют параллельный резонансный контур на стоке. Фаза изменяется почти на 180° в очень маленьком диапазоне частот. Но все равно нет никаких проблем, потому что запас по фазе на нижнем конце по существу не изменился и составляет около 72°, а на верхнем он немного больше 90°, всего на 400 кГц, где MOSFET почти не добавляет задержки. Поэтому нет риска колебаний при замыкании нагрузки.

А что если нагрузка будет чисто емкостной? Это зависит от значения емкости. Давайте попробуем 500 пФ и посмотрим:

Резонанс сместится вверх и расширится. Это просто промежуточный случай между закороченной нагрузкой и разомкнутой нагрузкой. Нам нужно начать смотреть, что произойдет при добавлении задержки транзистора.

А если нагрузка будет индуктивной? Давайте попробуем с 1 мкГн:

График становится довольно диким! Индуктивная нагрузка образует последовательный резонансный контур с конденсатором связи на частоте 500 кГц, в то время как на частоте 100 кГц эта индуктивность становится совсем незначительной, действуя как короткое замыкание и позволяя конденсатору связи образовывать тот же параллельный контур с дросселем питания, что и раньше. Важным моментом для обеспечения стабильности является то, что запас по фазе все еще составляет около 72° на частоте пересечения нуля усиления 30 кГц, поэтому не будет никаких низкочастотных колебаний, и что около 100 МГц мы все еще получаем некоторый риск колебаний, если транзистор добавляет там значительную задержку, о которой не знаем.

Затем вернемся к обычной резистивной нагрузке и вместо этого изменим источник возбуждения, чтобы иметь бесконечное внутреннее сопротивление. Вот что приблизительно получим, используя каскад драйвера, который не имеет шунтирующей обратной связи:

Снова обратите внимание на изменение масштаба. Из-за меньшей нагрузки на цепь затвора вся кривая усиления петли выше, что приводит к смещению низкочастотного кроссовера 0 дБ до 20 кГц с запасом по фазе всего в 50°. Это все еще нормально, но приближается к приемлемому пределу. На стороне высоких частот вместо этого нет большой проблемы с переходом усиления 0 дБ примерно на 240 МГц и запасом по фазе около 100°, что дает место для довольно большой задержки в транзисторе, без чего-либо плохого.

А затем давайте попробуем источник возбуждения с нулевым внутренним импедансом. Операционный усилитель ВЧ будет иметь такое поведение, а также драйвер транзистора, использующий очень сильную шунтирующую обратную связь. Каскад эмиттерного повторителя также может аппроксимировать это поведение. Вот что получаем:

Это очень мягкая кривая с запасом по фазе лучше 90° на низкой стороне и около 120° на высокой стороне. Это показывает, что использование сильной шунтирующей обратной связи на каждом каскаде цепи усилителя может быть очень хорошей идеей. Входной последовательный резистор 36 Ом, заземленный через нулевое сопротивление драйвера, дает нам это преимущество. Низкий затворный затухающий резистор на землю сделает то же самое для драйвера с высоким импедансом. Конечно, это также уменьшит усиление усилителя.

Теперь примеры того, что на самом деле заставляет усилители колебаться. Первый пример: предположим, что радиолюбитель купил транзистор RD16HHF1 и хочет построить на нем схему. Он не хочет сложностей с переключаемыми полосами фильтров нижних частот, и ему вообще не нравится многополосная работа, поэтому решил сделать настроенный УВЧ только для диапазона 40 м.

Поскольку он знает, что настроенные усилители склонны к колебаниям, он решает быть очень осторожным, чтобы избежать цепей обратной связи. Устанавливает очень хорошую развязку источника питания, развязку источника смещения и избегает использования шунтовой обратной связи, опасаясь, что отрицательная обратная связь в конечном итоге превратится в положительную на какой-то частоте. Он даже настолько осторожен, что добавляет экран между входной и выходной цепями, чтобы предотвратить любую связь между настроенными цепями. Результат его усилий таков:

Аккуратно встраивает схему в экранированную коробку, и как только он подключает источник питания и смещение, то получает сильную, сплошную несущую на выходе, прямо в диапазоне 40 м — даже до подключения источника драйвера!

Он де-факто построил генератор.

Конечно потому что есть обратная связь через емкость сток-затвор МОП-транзистора. Это отвратительная обратная связь, потому что она сдвинута по фазе на 90°, будучи емкостной. И два резонансных контура обеспечивают весь дополнительный сдвиг фазы, необходимый для генерации. Анализ Боде ясно показывает это:

Вот огромный резонанс, который следует ожидать в настроенном усилителе с незатухающей входной цепью. Фаза обратной связи составляет -270° в большей части частотного диапазона, но касается -360° на нижней стороне резонанса. На этой частоте усиление контура немного выше 0 дБ, поэтому у нас есть идеальные условия для генерации.

Давайте попробуем исправить этот УВЧ. Сначала добавим шунтовую обратную связь с резистором 300 Ом. Резонанс расширяется, а фазовый отклик резко меняется:

Почему такая резкая разница в фазовом графике? Два резонансных контура могут вызывать в два раза больший сдвиг фазы, чем один. В предыдущем примере не было резисторов между двумя резонансными контурами, поэтому на точной резонансной частоте они были сильно связаны через емкость сток-затвор, действуя как один резонансный контур. Но теперь, когда резистивная обратная связь подавляет емкостную, мы фактически разделили два резонансных контура, получив в два раза больший сдвиг фазы! Мне пришлось изменить добавление -180° для инверсии фазы транзистора на +180°, чтобы вернуть кривую в диапазон графика, потому что она вышла за пределы диапазона!

Несмотря на больший диапазон сдвига фазы, ситуация теперь намного лучше. На частоте максимального усиления обратная связь хорошо центрирована на -180°. Запас по фазе как на нижней, так и на верхней частотах кроссовера усиления составляет около 25°, не очень хорошо, но, по крайней мере, усилитель теперь не будет колебаться. Он будет просто звенеть как сумасшедший.

Добавление источника с внутренним сопротивлением 50 Ом немного помогает, но недостаточно. И в любом случае усилитель должен быть безусловно стабильным, даже если вход остается открытым.

Затем радикально снизим добротность схемы, изменив выходной контур на 1 мкГн и 450 пФ, а входной контур на 3 мкГн и 150 пФ. Источник имеет сопротивление 50 Ом, входное согласующее звено составляет 30% витков основной катушки. Результат:

Резонанс намного шире, сдвиг фаз происходит в гораздо более широком диапазоне частот, запас по фазе улучшился до 35° на низкой стороне и 47° на высокой стороне. Это лучше, но все еще немного в диапазоне звона. Вывод заключается в том, что усилители с настроенным входом и настроенным выходом всегда немного чувствительны, и хорошей идеей будет сделать нагруженную добротность любых настроенных схем только настолько высокой, насколько это строго необходимо. Это также идет на пользу эффективности.

Часто люди сталкиваются с проблемами, вызванными резонансными контурами, которые они даже не видят. Рассмотрим этот вариант:

Это простой широкополосный УВЧ с входным трансформатором 4:1, простым дроссельно-конденсаторным выходом, хорошей шунтом обратной связи для достижения хорошей линейности, стабильности и плоской частотной характеристики, и даже резистором инжекции смещения, удваивающим резистор затворного шпура на тех частотах, где входной конденсатор связи 100 нФ и конденсатор обратной связи 22 нФ становятся неэффективными. Он должен работать нормально, верно?

Вот его обратная связь Боде-диаграмма, как обычно, без учета какой-либо задержки, вызванной транзистором:

Все в целом так, как и ожидалось, за исключением огромного последовательного резонанса входного трансформатора с конденсатором связи емкостью 100 нФ! Это вызывает внезапный сдвиг фазы на 180°, но происходит на частоте, где коэффициент усиления контура уже достаточно низок, так что все в порядке. Запас по фазе составляет примерно 60°, что на самом деле нормально. Обратите внимание, что ниже резонансной частоты коэффициент усиления снова повышается до 0 дБ, но в этом диапазоне фаза в порядке. Так что эта схема не будет колебаться.

Но что произойдет, если нагрузка будет отключена? Давайте посмотрим. Условия без нагрузки всегда рискованны, потому что тогда транзистор работает на индуктивность дросселя, добавляя большой сдвиг фазы к сигналу обратной связи.

При удалении нагрузки фаза обратной связи пересекает ноль на частоте, где коэффициент усиления контура составляет около 8 дБ. Схема будет колебаться, если нагрузка будет отключена. Как исправить? Можем использовать некоторое затухание этого последовательного резонанса, добавив резистор последовательно с этим входным конденсатором связи. Например 10 Ом, просто чтобы попробовать. Результат:

Намного лучше! Последовательный резонанс на 100 кГц теперь довольно слаб, и вызванный им сдвиг фазы гораздо менее драматичен. Запас по фазе все еще невелик, но достаточно хорош, чтобы избежать колебаний. Поскольку нет никакого привода в этом очень низкочастотном диапазоне, тенденция к звону там не так уж плоха. Но мы определенно должны всегда избегать любого риска звона внутри рабочего диапазона частот. А теперь посмотрите на область около 80 МГц! Там тоже запас по фазе немного узкий, в то время как усиление контура все еще около 20 дБ. Нужно следить за тем, какую задержку вызывает наш MOSFET, чтобы убедиться, что он не вызовет там проблем, но это маловероятно. Можем получить плохой запас по фазе на 30 МГц и звон, но анализируем ведь усилитель, работающий без нагрузки! Не имеет большого значения, если он работает несколько грязно, когда нагрузка не подключена. Важный момент в том, что он не переходит в потенциально разрушительные колебания.

Кстати, сильный резонанс на 5 МГц вызван дросселем питания, резонирующим с выходной емкостью транзистора. Обычно этот резонанс хорошо гасится нагрузкой, но когда она отсутствует, мы его видим.

Итак, наша фиксированная схема, устойчивая к отключению нагрузки, такова:

Хороший практический подход — разработать схему, включающую такое последовательное сопротивление на входе, рассчитать его для надлежащего согласования импеданса, а затем смоделировать контур, чтобы увидеть, будет ли он устойчивым.

Конечно приведенный анализ устойчивости чрезвычайно упрощен, потому что рассматривали только один путь обратной связи, тот, что находится внутри каскада усилителя. Реальная схема будет иметь дополнительные пути обратной связи: через источник питания, через несовершенную землю, через емкостную и индуктивную связь между компонентами и соединениями, а также через индуктивность выводов источника или эмиттера.

И в передатчике редко используем только один каскад усилителя. Смеситель или ЦАП, используемый для генерации передаваемого сигнала на фактической частоте передачи, обычно выдает всего около 1 мВт. Но УВ-передатчик обычно должен выдавать выходную мощность от 10 Вт до более 1 кВт. Поэтому нужно от 40 до более 60 дБ усиления, а это невозможно сделать за один этап. Поэтому есть абсолютно прекрасные шансы создать большой, сложный генератор из-за множества доступных путей обратной связи! Обратная связь внутри каждого каскада, по двум каскадам, по трем каскадам, по всем каскадам, даже за пределами блока усилителя или всего передатчика, путем соединения между входными и выходными кабелями и т. д.

Да, в любом двухтактном каскаде нужно понимать, рассчитывать или моделировать устойчивость как для дифференциального режима, так и для синфазного режима. Даже если синфазный не используется для усиления, он присутствует и должен быть стабильным.

Давайте рассмотрим этот усилитель класса AB мощностью 20 Вт:

Сначала вычислим его основы: выходной трансформатор имеет первичную обмотку в 1 виток с каждой стороны и вторичную обмотку в 4 витка. Предположим что индуктивность рассеяния трансформаторов составляет 1% от каждой обмотки, что довольно оптимистично. Когда нагрузка составляет 50 Ом, транзистор, который проводит в любой момент времени, видит стоковую нагрузку 3,1 Ом параллельно с 2 мкГн, цепью обратной связи и собственной выходной емкостью. В хороший день и при некоторой удаче он может понизить свой сток до 2,5 В или около того, учитывая, что RDSon этих МОП-транзисторов не блестящий, поэтому есть примерно 11,5 В пиковой амплитуды или 8,1 В среднеквадратичного значения на каждом стоке и 32,5 В среднеквадратичного значения на нагрузке, что составляет чуть более 20 Вт. Каждый транзистор должен проводить пиковый ток около 3,7 А. Кривая передачи на этой странице показывает, что если мы смещаем усилитель на ток холостого хода 0,5 А в каждом транзисторе, нам нужно подтянуть затвор примерно на 2,5 В пик выше напряжения смещения.

Поскольку эти 2,5 В дают нам отклонение стока 11,5 В, коэффициент усиления напряжения от затвора до стока составляет 4,6. Резистор обратной связи шунта 100 Ом, который видит пики 14 В, будет проводить пик 0,14 А, поэтому при пике 2,5 В на затворе он нагружает узел затвора 17,9 Ом. Резистор смещения/болота 470 Ом снижает это значение до 17,2 Ом. Входная емкость транзистора оказывает влияние на верхнем конце диапазона ВЧ, но не большое. Резистор 6,8 Ом добавляется к 17,2 Ом, чтобы создать сопротивление нагрузки 24 Ом с каждой стороны вторичной обмотки приводного трансформатора. Две противоположные стороны имеют входное сопротивление привода 48 Ом, что достаточно близко к 50 Ом, чтобы использовать небольшой симметрирующий трансформатор 1:1 с бифилярной намоткой в ​​качестве входного трансформатора. На каждом затворе требуется пиковое напряжение 2,5 В, а из-за резисторов 6,8 Ом, образующих делитель с сопротивлением узла затвора 17,2 Ом, на каждой стороне вторичной обмотки трансформатора привода требуется пиковое напряжение 3,5 В, что в сумме составляет пиковое напряжение 7 В. Это очень близко к среднеквадратичному значению 5 В, и то же самое необходимо на первичной стороне, таким образом, этому усилителю требуется драйвер 0,5 Вт для получения выходной мощности 20 Вт.

Таким образом, его коэффициент усиления мощности составляет 16 дБ. Предел низкой частоты определяется взаимной индуктивностью трансформаторов, предел высокой частоты — это комбинация трансформаторов, транзисторов и проводки, причем индуктивность рассеяния трансформаторов является основным ограничивающим фактором. Путь обратной связи имеет нижнюю частоту среза 48 кГц. Он должен быть достаточно низким, чтобы сохранить обратную связь от фазового сдвига на частотах, которые трансформаторы будут хорошо пропускать.

Когда происходят колебания, они начинаются с микроскопической амплитуды, поэтому мы можем провести для них анализ малых сигналов. Но они могут начаться на любом уровне возбуждения и в любой точке формы волны возбуждения, поэтому нам нужно провести этот анализ малых сигналов не только в условиях холостого хода, но и когда транзистор проводит большой ток. Поскольку его крутизна меняется с током стока, условия устойчивости также меняются. А поскольку емкости меняются с напряжением, это требует еще большего анализа устойчивости.

Давайте проведем первый анализ в дифференциальном режиме в условиях нулевого сигнала, предполагая, что ток холостого хода составляет 0,5 А на сторону. Оба транзистора включены, и на графике кривой передачи мы видим, что крутизна составляет около 0,8S. Таким образом, предполагая, что тестовый сигнал подается в 1 мВ от затвора к затвору, один транзистор потребляет на 0,4 мА больше, а другой на 0,4 мА меньше тока стока. Для всех целей анализа они соединены последовательно, и поэтому мы можем нарисовать следующую эквивалентную схему для анализа петли обратной связи в симуляторе схемы:

Как и прежде, V1 настроен как источник тока, инжектируя рассчитанный ток стока для 1 мВ между затворами. L1 — это взаимная индуктивность выходного трансформатора, видимая на всей его первичной обмотке. Поскольку каждая сторона первичной обмотки имеет 2 мкГн, как при последовательном, так и при связанном включении имеют 8 мкГн. L2 — это индуктивность рассеяния выходного трансформатора. R1 — это выходная нагрузка, преобразованная вниз, как она появляется между стоками. C1, C3 и C4 — это емкости транзисторов, но выраженные парами по два последовательно. Аналогично C2 и R2 — это шунтирующая обратная связь, оба последовательно. R3 — это два резистора смещения последовательно, R6 — это два резистора затвора последовательно, L4 — индуктивность рассеяния управляющего трансформатора, L3 — его взаимная индуктивность, а R5 — внутреннее сопротивление источника управления.

При этих оптимальных условиях получаем этот график Боде:

Коэффициент усиления петли очень низок. Это вызвано низкой крутизной MOSFET на уровне тока смещения, низким сопротивлением нагрузки и значительным делительным коэффициентом в цепи обратной связи. Вся сторона низких частот и рабочий диапазон частот не подвержены риску колебаний благодаря низкому коэффициенту усиления петли. На высокой стороне запас по фазе составляет около 50°, что достаточно хорошо. Выше 100 МГц наблюдается пик в коэффициенте усиления петли, вызванный резонансом между индуктивностями утечки и емкостями транзисторов. Быстрый сдвиг фазы в этом диапазоне частот, конечно, тоже вызван этим. Давайте отключим нагрузку:

Теперь в стоковой цепи намного меньше затухания, поэтому коэффициент усиления петли выше для более низкой частоты. Тем не менее запас по фазе на кроссовере с низким коэффициентом усиления превосходен, на уровне 90°, в то время как на кроссовере с высоким коэффициентом усиления он составляет всего 40°, что немного мало для комфорта. Если транзисторы добавляют достаточно задержки, можем увидеть колебания около 100 МГц, если нагрузка отключена. С закороченным выходом мы получаем это:

Опять же, никаких проблем на низких частотах, и несколько скудный запас по фазе немного ниже 200 МГц, но это должно быть нормально.

Удаление источника возбуждения тоже нормально. Но затем подключим емкостные нагрузки 100 пФ к выходу и 26 пФ к входу. Посмотрите, что происходит:

Обратите внимание, что шкалу фазы пришлось изменить, чтобы охватить два полных оборота! Есть кроссовер усиления на 30 МГц с запасом по фазе всего 30°, слишком малым для комфорта, и довольно диким поведением фазы, которое может привести к дальнейшим проблемам при включении задержки MOSFET. Такое поведение возникает из-за этих емкостных окончаний, резонирующих с трансформаторами. Вероятно, было бы не невозможно заставить этот усилитель колебаться, просто подключив короткие куски неразъемного коаксиального кабеля к входу и выходу, что может произойти довольно легко на практике. Итак, если вы создаете такой усилитель, держите его прилично нагруженным.

По крайней мере, фазовый переход -360° происходит на частоте, где коэффициент усиления контура намного ниже 0 дБ.

Когда усилитель работает на полной амплитуде, то должны посмотреть, что происходит в моменты, когда ток стока составляет около двух третей от максимального значения, что является местом наибольшей крутизны MOSFET. В то время как при постоянном напряжении стока крутизна достигает пика около 4 А, она ниже, когда при высоком токе напряжение стока становится очень низким. Вот почему они обычно наиболее нестабильны вблизи этой точки двух третей амплитуды формы волны RF. С помощью быстрого осциллографа иногда можно наблюдать небольшие колебания, начинающиеся примерно там, которые являются колебаниями VHF, установленными поверх этой части основной формы волны HF.

В это время только один из MOSFET проводит ток. Поскольку моделируем только резистивные и реактивные элементы схемы, а не саму кривую передачи MOSFET, схема, используемая для моделирования, не меняется. Увеличивается только амплитуда моего источника тока из-за более высокой крутизны. Она очень близка к 1,4S, поэтому для 1 мВ между затворами у нас есть всего 0,5 мВ на затворе активного транзистора, и, таким образом, он потребляет 0,7 мА на своей стороне выходного трансформатора. Но если оставим схему моделирования неизменной, нам придется уменьшить это значение вдвое, потому что первичная обмотка с отводом от центра действует как автотрансформатор/симметрирующий трансформатор, чтобы подать напряжение, вызванное этим током, и на другую сторону, в то время как трансформатор действует как трансформатор с импедансом 1:16, так что сопротивление нагрузки 3,1 Ом появляется на транзисторе, который включен. Могли бы изменить схему, чтобы отразить это, а затем сделать так, чтобы источник тока вводил 0,7 мА, но результат был бы тем же. Так что давайте упростим.

В этом случае оказывается, что результирующие 0,35 мА эффективного ввода тока в нашу модель даже ниже, чем 0,4 мА, которые были, когда я анализировал усилитель при нулевом сигнале, с током холостого хода 0,5 А в каждом транзисторе. Это довольно необычно для практических усилителей и произошло потому, что я выбрал ток холостого хода 0,5 А на сторону просто для начала отклонения тока, где кривая передачи начинает свою почти прямую часть — но это на самом деле неправильно. Для наименьшего искажения ток холостого хода должен быть выбран таким образом, чтобы крутизна каждого транзистора в точке смещения была вдвое меньше, чем при высоком токе, и для этого MOSFET это будет примерно 350 мА или около того на сторону. В этом случае анализ устойчивости даст тот же результат на холостом ходу и при высоком напряжении. На самом деле многие устанавливают ток холостого хода класса AB еще ниже, ища компромисс между линейностью и эффективностью, и в этом случае общая крутизна обоих транзисторов на холостом ходу ниже, чем у одного на высокой нагрузке, и тогда то, что я написал выше, верно: усилитель имеет больший риск колебаний на высокой нагрузке, чем на холостом ходу!

Теперь рассмотрим синфазную устойчивость. Эквивалентная схема для анализа обратной связи сильно меняется! Потому что транзисторы, работающие в одинаковой фазе, не видят нагрузку, которая прикладывается только дифференциально через трансформатор. Также они не видят взаимную индуктивность выходного трансформатора, потому что она находится в противофазе между сторонами и, таким образом, нейтрализуется. Но они все еще видят индуктивность рассеяния между первичными половинами, 20 нГн. Два транзистора действуют параллельно, поэтому крутизна удваивается, все реактивные сопротивления и сопротивления уменьшаются вдвое и так далее. Входной трансформатор просто исчезает, поскольку он тоже сбалансирован, за исключением того, что его межобмоточная емкость может, возможно, стать важной, поэтому включим ее в эквивалентную схему. Итак, приходим к следующему:

Всегда помните, что такие эквивалентные схемы являются лишь грубыми приближениями к реальности, которая содержит много неизвестных. Цель состоит в том, чтобы попытаться включить все важные детали и части, и часто эта попытка оказывается безуспешной.

Допустим межобмоточная емкость для входного трансформатора составляет 20 пФ. Насколько это близко к истине, зависит от того, как это сделано. Диаграмма Боде выглядит так:

Резонанс первичной индуктивности рассеяния выходного трансформатора с выходной емкостью транзисторов очевиден. Переход усиления на высокой стороне происходит при запасе по фазе 40°, но на немного более низкой частоте запас по фазе составляет всего 35°, немного тесновато, но должно быть так. В диапазоне низких частот обратная связь имеет фазу, близкую к -90° вместо желаемых -180°, из-за сильного эффекта выходной индуктивности рассеяния, почти замыкающей сток-ток, но все равно запас по фазе превосходен на нижней частоте кроссовера усиления.

Отключение или изменение нагрузки или привода не окажет никакого влияния на усиление синфазной петли, потому что конфигурация синфазного режима просто не видит их.

Итак, все достаточно хорошо, и этот усилитель имеет все шансы быть стабильным во всех отношениях для практического использования.

А что произойдет с устойчивостью синфазного режима, если изменим конфигурацию подачи на два отдельных ВЧ-дросселя? Эквивалентная схема моделирования тогда та же самая, за исключением того, что получаем полную индуктивность этих дросселей, вызывающую довольно высокое напряжение синфазного сигнала стока, из-за введенного туда тока стока. Результатом является то, что кривая усиления сильно смещается вверх, но устойчивость не ухудшается, потому что все еще остается примерно тот же запас по фазе при нулевых переходах усиления из-за плоскостности фазовой характеристики:

Точкой наблюдения по-прежнему является диапазон VHF, где транзисторы могут вызывать проблемы из-за задержки сигнала. Но теперь давайте попробуем убрать шунтовую обратную связь из такого усилителя, который использует отдельные ВЧ-дроссели. Вот что происходит:

Запас по фазе на кроссовере с низким коэффициентом усиления составляет всего несколько градусов! Почти наверняка в схеме будет достаточно паразитных составляющих, чтобы сместить фазу немного выше, и получим генератор мощности на 1 МГц. И даже если он настолько хорошо построен, что паразитных составляющих недостаточно, чтобы дать ему этот небольшой фазовый импульс, он будет ужасно звенеть при работе на частоте 1,8 МГц с запасом по фазе всего 20° и усилением контура 10 дБ!

Такое колебание выглядит так, как будто оба стока идут вниз и вверх вместе, и поскольку ток стока не может пойти никуда, кроме как в ВЧ-дроссели с относительно высокой индуктивностью, в каждом цикле колебания появляются огромные скачки напряжения стока, заставляя транзисторы полностью и тяжело переходить в лавинную проводимость. Достаточно тяжелы, чтобы убить их в одно мгновение! Короче говоря: синфазные колебания из-за отсутствия как синфазной обратной связи, так и синфазной нагрузки.

Усилители, которые имеют связанные стоки через хорошо построенный бифилярный трансформатор питания или выходной трансформатор со средним отводом, средний отвод которого действительно работает, вместо этого терпимы к отсутствию синфазной обратной связи. Это потому, что только индуктивность рассеяния выходного трансформатора или трансформатора питания появляется на стоках в синфазном режиме, радикально снижая усиление синфазного контура, а также предотвращая появление этих высоких индуктивных скачков напряжения стока. Конечно, по крайней мере, дифференциальная обратная связь все еще должна использоваться с ними, чтобы держать усиление, искажения и неравномерность частотной характеристики под контролем, а индуктивность рассеяния между стоками должна поддерживаться действительно, очень, чрезвычайно низкой, делая этот момент приоритетом № 1 всей конструкции!

Существует также неприятное явление внутренней нестабильности MOSFET. Некоторые будут самовозбуждаться сами по себе, когда получат нужные условия. MOSFET, в конце концов, является сложной вещью. В дополнение к собственно транзистору, он содержит паразитный диод, паразитный BJT, несколько сопротивлений (которые зависят от температуры), несколько емкостей (которые являются переменными напряжения), несколько индуктивностей, и, кроме того, мощный радиочастотный MOSFET состоит из сотен или тысяч крошечных отдельных маленьких ячеек! Будьте очень осторожны при использовании MOSFET за пределами рабочих параметров, рекомендованных производителем. Безумие то, что заставляет их колебаться, это питание от более низкого напряжения, чем номинальное, или работа на частоте ниже самой низкой частота, рекомендуемая производителем! Например, вы можете найти МОП-транзистор VHF/UHF, рассчитанный на работу в диапазоне от 1 до 500 МГц, и еще один, рассчитанный на диапазон от 100 до 500 МГц. Если используете последний в усилителе HF, он, безусловно, усилится, но он может колебаться внутри. И может не быть способа остановить эти колебания снаружи!

Лучше всего использовать только МОП-транзисторы, рассчитанные на диапазон частот, который полностью включает предполагаемый, а затем спроектировать схему с достаточным запасом по фазе. И при создании усилителей, использующих модулированное напряжение питания, убедитесь, что вы не получаете такого рода колебания во время низкого напряжения питания. Обычно такие колебания находятся в диапазоне UHF и появляются только во время части основного цикла RF. Вам нужен хороший, быстрый осциллограф и тестовый щуп, чтобы увидеть это. Иногда такую ​​нестабильность можно устранить, используя большее сопротивление последовательно с затворами, но в других случаях ничего не помогает, и вам придется выбрать другой МОП-транзистор.

Рекомендации по стабильности

Вот несколько советов по созданию стабильных схем:

• Разрабатывайте УВЧ только для нужного усиления. Чем больше усиление, тем больше вероятность того, что он будет нестабильным. Лучший способ уменьшить чрезмерное усиление — использовать отрицательную обратную связь, а не использовать аттенюаторы.
• Ограничьте частотную характеристику усилителя только нужным диапазоном. Охват любых дополнительных диапазонов частот бессмыслен и увеличивает вероятность нестабильности.
• В многокаскадном усилителе позвольте одному каскаду, желательно среднему, строго ограничивать полосу пропускания и оставьте отклик других каскадов более широким. Это позволяет избежать ситуации, когда несколько каскадов вносят фазовый сдвиг на одной и той же частоте, заставляя общую фазовую характеристику вращаться через границу колебаний до того, как усиление достаточно снизится. Этот метод в некоторых других областях электроники называется компенсацией доминирующего полюса.
• Никогда не доверяйте индукторам и конденсаторам. Причина этих двух правил в том, что резисторы не вызывают фазовый сдвиг, в то время как индукторы и конденсаторы вызывают. А фазовый сдвиг создает разницу между отрицательной и положительной обратной связью, и, таким образом, между стабильным усилителем и генератором. Каждый конденсатор и каждый индуктор могут вызывать до 90° фазового сдвига. Сохраняйте их небольшое количество. Засыпьте их резисторами, как параллельно, так и последовательно, где это необходимо. Даже небольшое количество резистивного затухания преобразует сдвиг фазы на 90° в более умеренный, и очень часто это создает разницу между стабильной схемой и нестабильным контуром. Если можете подать смещение через резистор, а не через ВЧ-дроссель, используйте резистор. Убедитесь, что затворы МОП-транзистора всегда подключаются только к резистивным путям. Особенно избегайте подключения любого индуктивного элемента напрямую к затвору МОП-транзистора. Конденсатор, включенный последовательно с индуктивностью, не считается. Это должен быть резистор. И не забывайте, что дроссели и трансформаторы также являются индукторами, и что трансформаторы имеют встроенные невидимые индукторы утечки.
• Всегда помните, что все шунтирующие конденсаторы, конденсаторы связи, ВЧ-дроссели, трансформаторы, даже если у них реактивное сопротивление достаточно высокое или низкое, чтобы им можно было пренебречь во всем диапазоне рабочих частот, обязательно будут иметь значительные реактивные сопротивления, вызывающие сдвиг фаз, выше или ниже этого диапазона. Анализируйте их поведение по существу от постоянного тока до дневного света, а не только в предполагаемом диапазоне рабочих частот.
• При физическом построении усилителя, делайте паразитные элементы небольшими. Это означает, что делайте низкоомные соединения чрезвычайно короткими и широкими, чтобы уменьшить паразитную индуктивность. Делайте высокоомные соединения очень тонкими и держите их подальше от других вещей, чтобы уменьшить паразитную емкость. Проанализируйте, какие соединения наиболее критичны в этом отношении, и спроектируйте схему, чтобы абсолютно оптимизировать их. Типичное соединение, которое следует делать чрезвычайно коротким и широким, — это соединение эмиттера или истока мощных ВЧ-транзисторов, которые работают при высоком токе. Вот почему такие мощные ВЧ-транзисторы имеют от двух до шести выводов эмиттера или истока или используют монтажный фланец в качестве соединения эмиттера или источника.
• Создавайте УВЧ на непрерывной плоскости заземления. При использовании транзисторов, которые используют монтажную поверхность в качестве соединения источника или эмиттера, припаяйте их к этой плоскости заземления. Если нужно припаять их к теплоотводу, припаяйте нижнюю сторону платы (используемую в качестве плоскости заземления) к теплоотводу также вокруг транзистора, чтобы создать непрерывную плоскость заземления.
• Никогда не совершайте ошибку, которую любят делать даже некоторые якобы профессиональные проектировщики: использование нескольких конденсаторов разной емкости параллельно для широкополосного шунтирования! Это не работает, если не сделано правильно с полным пониманием. Потому что даже конденсаторы довольно высокой емкости физически достаточно малы, чтобы иметь низкий импеданс вплоть до УКВ и выше, и это не работает, потому что при параллельном подключении двух разных конденсаторов больший начинает действовать как индуктор на частоте, где меньший все еще является емкостным, и вы получаете параллельный резонансный контур, который вызывает крайне плохое шунтирование на резонансной частоте. Единственный случай, когда такое параллельное подключение конденсаторов работает, это когда по крайней мере один из них имеет большие потери, вызывая достаточное затухание резонанса, который они формируют. Это может быть случай параллельного подключения некачественного алюминиевого электролитического конденсатора с высоким ESR с небольшим керамическим чип-конденсатором SMD. Вместо этого можно параллельно подключить идентичные шунтирующие конденсаторы, чтобы обеспечить более широкий путь шунтирования или для распределения тока. Но в большинстве случаев лучше всего использовать один конденсатор, который достаточно электрически большой и достаточно физически маленький, чтобы обеспечить хороший обход во всем необходимом диапазоне частот. Керамические многослойные чип-конденсаторы довольно хороши для этого.
• При создании нескольких каскадов располагайте их линейно, а не по кругу или компактно. Выход должен быть далеко от входа. Это относится к соединениям и всем радиочастотным деталям, но еще больше к магнетикам.
• Используйте надлежащее экранирование в нужных местах.
• При использовании одного и того же источника питания для нескольких каскадов будьте очень осторожны с развязкой. Она должна быть эффективна в более широком диапазоне частот, как вниз, так и вверх, чем диапазон, в котором усилитель имеет какое-либо усиление.
• Следите за насыщением любых магнитных сердечников, используемых в дросселях источников питания и в других индукторах и трансформаторах постоянного тока. Многие люди совершают ошибки в этой области. Результатом является адекватная развязка при отсутствии сигнала, деградирующая до недостаточной развязки при сильном сигнале и высоком постоянном токе, что приводит к колебаниям, которые начинаются только выше определенного уровня возбуждения. Очень часто такие колебания продолжаются после отключения привода, поскольку они заставляют его потреблять достаточно тока, чтобы удерживать виновника в состоянии насыщения.
• При создании конечного каскада передатчика крайне важно понимать и должным образом учитывать влияние сопротивления нагрузки на фазу и амплитуду обратной связи. Это связано с тем, что сопротивление антенны на конце фидерной линии совершенно неизвестно, обычно довольно сложно и совершенно разное для разных антенн. Вы можете получить буквально любое сопротивление нагрузки на любой частоте. Поэтому нужно проанализировать схему с учетом сопротивления стоковой нагрузки, которое изменяется во всем диапазоне от полностью емкостного до полностью индуктивного и от нуля до бесконечной величины.

Теперь антенны. Усилитель видит их практически от ОНЧ до немного выше частоты среза вашего фильтра нижних частот. И сопротивление в этом диапазоне может быть сумасшедшим. Вот диаграмма Смита сопротивления КВ-антенны, от 50 кГц до 30 МГц. Это 4 диполя, хорошо разделенных, два из которых имеют небольшие емкостные нагрузки, и питаются через коаксиальный кабель 50 Ом длиной примерно 30 м, что дает низкий КСВ на 80, 40, 20, 17, 15, 12 и 10 метрах:

В интересующих диапазонах контуры импеданса близки к центральной точке 50 Ом графика, но за пределами этих диапазонов он проходит по многим кругам между открытым, почти закороченным, очень емкостным и очень индуктивным. Вот с чем должен справляться конечный каскад передатчика, не становясь нестабильным! Фильтр нижних частот изменит и еще больше усложнит это сопротивление, выходной трансформатор тоже изменит его и так далее.

Можно построить схему и протестировать ее, но с дорогими мощными ВЧ транзисторами это часто довольно затратный способ, когда вы сжигаете дюжину из них, прежде чем обнаруживаете, почему они колеблются! И хотя усилитель, который определенно нестабилен, позволит заметить, так или иначе, усилитель, который находится на грани того, чтобы стать нестабильным, может казаться работающим хорошо, только чтобы начать колебаться, когда условия немного изменятся. Сопротивление нагрузки, температура, напряжение питания, настройка смещения, уровень возбуждения, что угодно.

Линейность

Транзисторы являются нелинейными устройствами. Они вносят несколько видов искажений, большинство из которых можно разделить на амплитудные и фазовые. Начнем с амплитудных. Кривая передачи MOSFET теоретически следует квадратичному закону. Это можно очень четко увидеть в технических описаниях транзисторов, которые не были оптимизированы для линейности, но для эффективного переключения. Это типичный пример:

Параболическая форма кривой очень очевидна. Но обратите внимание, что кривая для высоких температур имеет тенденцию выпрямляться при высоких токах, больше, чем кривые для более низких температур. Это происходит потому, что внутренние сопротивления MOSFET увеличиваются при нагревании, и это приводит к тому, что всегда присутствующее вырождение источника становится сильнее. В общем, кривые передачи MOSFET начинаются с параболической формы при низком токе, которая изгибается в относительно прямую кривую при высоких токах, и делает это еще сильнее при более высоких температурах.

Производитель, желающий сделать более линейный MOSFET, может сделать это, намеренно увеличив внутреннее сопротивление источника. В этом случае параболическая секция намного меньше, ограничена зоной низкого тока, в то время как оттуда передача MOSFET относительно линейна. Допустим в этом примере:

Этот график показывает диапазон, и фактическая кривая MOSFET будет попадать где-то внутри, в зависимости от температуры и допусков. Но видно что отклик является экспоненциальным в зоне низкого тока и довольно линейным при высоких токах.

Чтобы получить разумно линейную работу от MOSFET, подобного этому, в классе AB, вы должны сместить его на ток, который дает примерно половину крутизны (крутизны кривой), как в линейной зоне. В этом примере это будет около 1,2 А. Из-за их большой нелинейной зоны MOSFET требуют относительно большого тока холостого хода в классе AB, если требуется приличная линейность.

Смещение транзистора в оптимальную точку все равно не приведет к идеальной линейности в зоне низкого тока, но это лучшее, что можем сделать. Если хотим построить усилитель, который не имеет такого рода искажений малого сигнала, нужно построить усилитель класса A, смещающий транзистор в линейный диапазон кривой. То есть, если нужен линейный размах тока стока ±3 А, нужно сместить этот транзистор как минимум до 5 А тока холостого хода! Это сделало бы класс A с довольно хорошей линейностью амплитуды ценой удручающе низкой эффективности.

При очень высоком токе передаточная кривая MOSFET крутизна снова станет меньше из-за эффектов насыщения. Но в линейных усилителях почти никогда не попадаем в этот диапазон, потому что обычно максимальная рассеиваемая мощность устройства ограничивает нас более низкими токами.

Ток стока МОП-транзистора также в некоторой степени зависит от напряжения стока. Это можно очень хорошо увидеть на графике, который показывает ток стока в зависимости от напряжения стока для нескольких напряжений затвора:

Вот два графика, показывающие одно и то же, но тот, что слева, является деталью диапазона низкого напряжения стока, в то время как тот, что справа, показывает кривые для того же МОП-транзистора в диапазоне более высокого напряжения стока. На правом графике видим, что в середине диапазона тока и при достаточно высоких напряжениях стока ток лишь очень слабо зависит от напряжения стока. То есть МОП-транзистор является очень хорошим источником тока в этом диапазоне, управляемым напряжением затвора. Он имеет очень высокий внутренний импеданс, как и все хорошие источники тока. Вместо этого при более низких напряжениях стока кривые изгибаются. Работа МОП-транзистора в этой зоне вызывает искажения. Например, если используем этот MOSFET для усилителя мощности, работающего при пиковом токе стока 50 А, можем увидеть, интерполируя между кривыми, что передача начнет показывать насыщение, когда напряжение стока упадет примерно до 11 В. Но этот же MOSFET может проводить 50 А всего при 6,5 В на стоке, если мы приложим достаточное напряжение затвора! Однако напряжение затвора должно быть намного выше. Таким образом, конечное ограничение формы сигнала этого усилителя произойдет при 6,5 В на стоке, но его понижение до уровня ниже 11 В приведет к увеличению искажений. Другими словами, мы не должны подводить его слишком близко к насыщению, если желательна линейная работа.

Теперь эти данные относятся к MOSFET, который имеет максимальное номинальное напряжение стока 250 В. Такое устройство будет использоваться в усилителе ВЧ с напряжением питания около 80 В. Чтобы избежать искажений от плоской вершины (старый добрый термин!), нам нужно пожертвовать 11 В из этих 80 В, ограничив размах напряжения стока до ±69 В около источника питания 80 В. Это ограничивает как доступную чистую выходную мощность, так и эффективность. Если бы нас не волновала линейность, мы могли бы запустить этот MOSFET при ±73,5 В, получив искаженную синусоидальную волну большей мощности и с большей эффективностью, или мы могли бы перегрузить его, чтобы получить ±73,5 В, близкую к прямоугольной, получив еще большую мощность и эффективность. Это нормально для FM-передатчиков и линейных передатчиков с модулированным питанием для AM или SSB, но не для линейных схем.

На графике, показывающем такое семейство кривых, базовую линейность от напряжения затвора до тока стока можно увидеть по разделению между плоскими горизонтальными областями каждой кривой: они должны быть равномерно распределены для разумно линеаризованного MOSFET. Пара кривых выше относится к транзистору переключения с типичной квадратичной кривой, которую можно увидеть по расстоянию между нижними кривыми, примерно удваивающемуся от одного интервала к другому. Выше примерно 60 А этот MOSFET входит в довольно линейную зону.

BJT имеют строго экспоненциальную кривую передачи, если выразить ее так же, как для МОП-транзисторов: напряжение базы против тока коллектора. Но поскольку напряжение базы, необходимое для управления коллектором во всем его полезном диапазоне, очень мало, обычно удобнее рассматривать BJT как источник тока, управляемый током. Поэтому нужно поговорить о его коэффициенте усиления по току, hfe.

hfe для постоянного тока, действительный до определенной частоты полюса, обычно приводится в технических описаниях, но имеет чрезвычайно широкий допуск. hfe при более высокой частоте RF вместо этого определяется частотой перехода транзистора, Ft, также приводимой в технических описаниях, деленной на рабочую частоту. Оба значения hfe изменяются с током коллектора, но не так сильно, как крутизна МОП-транзистора. Вот пример hfe при постоянном токе для типичного BJT, предназначенного для усилителей VHF с выходной мощностью в несколько ватт:

Изменение hfe составляет всего около 25%, от очень малого тока вплоть до максимального номинального тока транзистора! Это позволяет смещать BJT в классе AB до очень низкого тока холостого хода и при этом получать хорошую линейность. RF hfe изменяется еще меньше.

Даже при том, что изменение усиления намного меньше, чем в MOSFET, можно наблюдать ту же основную картину: наивысшее значение в середине диапазона тока, ниже на обоих концах. Но обратите внимание, насколько низок коэффициент усиления по току. Этот транзистор имеет номинальную частоту Ft 1400 МГц, поэтому на частоте 200 МГц его коэффициент усиления по току в среднем составляет около 7.

Семейство кривых, показывающих ток коллектора в зависимости от напряжения коллектора для различных токов базы, обычно выглядит следующим образом:

Сравнивая этот график с графиком MOSFET, можно увидеть, что кривые расположены довольно равномерно, что означает хорошую базовую линейность входа-выхода, а также что уровень насыщения намного ниже, чем у MOSFET с тем же номинальным напряжением, в то время как также колено, где кривые перестают быть прямыми (линейными), ниже. Это позволяет расположить коллектор BJT ближе к земле, чем сток MOSFET, что обеспечивает лучшую эффективность усилителя. Однако к этому следует относиться с долей скепсиса, поскольку фактические значения зависят от конкретного выбранного транзистора, и сейчас доступны очень хорошие MOSFET. Если сравнивать транзисторы одинакового уровня технологии, то обычно BJT и более линейны, и более эффективны, в то время как MOSFET имеют большее усиление мощности и гораздо более плоскую частотную характеристику, что дает им прогрессивное преимущество в направлении более высоких частот.

Кривые для этого BJT не такие горизонтальные, как для примера MOSFET, который выбран. Это означает, что данный BJT имеет меньшее внутреннее выходное сопротивление, являясь менее хорошим источником тока, чем пример MOSFET. Поскольку в усилителях мощности ВЧ всегда есть некоторая шунтирующая обратная связь, намеренная или нет, которая в любом случае снижает выходное сопротивление, эта разница не имеет значения для использования УВЧ.

Фазовые искажения вызваны транзисторами через несколько явлений. Одно из них заключается в том, что внутренние емкости сильно изменяются в зависимости от мгновенного напряжения стока или коллектора. Изменение емкостей в радиочастотной цепи приведет к сдвигу фаз.

Вот пример для типичного MOSFET, предназначенного примерно для того же диапазона частот, выходной мощности и напряжения питания, что и BJT:

Как видно, диапазон изменения примерно одинаков для обоих, примерно 3:1, но емкость MOSFET примерно в 10 раз больше, чем у BJT! По этой причине MOSFET генерируют гораздо более сильные фазовые искажения, чем BJT, и с MOSFET гораздо важнее избегать их наступления насыщения, когда требуется хорошая линейность. Причина, по которой MOSFET имеют гораздо большую емкость, заключается в том, что они работают при более низкой плотности тока, поэтому для создания MOSFET для заданного тока требуется более крупный кремниевый чип. Хорошая сторона этого в том, что MOSFET тогда будет иметь более высокий максимальный показатель рассеивания.

Другое явление, которое вызывает искажение фазы, заключается в том, что задержка, которую транзистор добавляет к сигналу, имеет тенденцию меняться с током, потому что изменяется Ft.

Искажение памяти имеет более особый вид. Этот термин относится ко всем тем искажениям, которые зависят от предыдущих состояний усилителя. Например, тепловые эффекты зависят от мгновенной температуры кремниевого чипа, которая выше, когда амплитуда сигнала составляет 70% после пика модуляции, а затем, когда она составляет 70% до этого пика модуляции. В обоих случаях управляющий сигнал идентичен, но транзистор все еще работает в разных условиях и может усиливать немного меньше или немного больше. Это искажает сигнал.

Другой способ вызвать искажение памяти — сделать то, что любят делать многие разработчики: установить электролитический конденсатор поперек линии питания. Обычно усилитель будет питаться от очень хорошо стабилизированного источника питания через длинный провод. Этот провод вызывает падение напряжения. В то время как сигнал привода становится сильнее, приближаясь к пику модуляции, ток питания увеличивается, падение напряжения также увеличивается, но конденсатор будет подавать некоторый ток, уменьшая это падение. Когда сигнал становится слабее после этого пика модуляции, потребляемый ток тот же самый, но конденсатор находится в состоянии более низкого заряда, начинает перезаряжаться, и его напряжение ниже, чем было до пика модуляции. Таким образом, транзисторы имеют немного большую емкость, немного меньшее усиление, и мы получаем искажение. Было бы лучше либо исключить этот электролитический конденсатор, либо использовать чрезвычайно большой, либо использовать очень короткие и толстые провода питания, либо использовать блок питания, который поддерживает дистанционное зондирование, и подключить его для регулирования напряжения на усилителе, а не на источнике питания.

Эффекты искажения памяти, как правило, довольно малы, в любом случае. Они обычно маскируются базовыми амплитудными и фазовыми искажениями. Но когда эти искажения корректируются, искажение памяти становится измеримым.

Хотя транзисторы являются основными источниками искажений, некоторые другие компоненты могут вносить свой вклад. Остерегайтесь трансформаторов и любых дросселей или индукторов, которые имеют магнитные сердечники и проводят постоянный ток, потому что довольно легко совершить ошибку проектирования, которая приведет к насыщению сердечника от постоянного тока. Ток высокой частоты почти никогда не будет достаточно сильным, чтобы вызвать насыщение, потому что сердечник будет сильно нагреваться из-за потерь при плотности потока высокой частоты, намного ниже уровня насыщения. Но когда сердечник немного входит в насыщение из-за постоянного тока, что случается легко, небольшая амплитуда тока высокой частоты, наложенная поверх этого постоянного тока, изменяет степень насыщения сердечника со скоростью высокой частоты, вызывая серьезные искажения. Это в дополнение к другим проблемам, вызванным насыщением, таким как резкое падение индуктивности.

Многие виды конденсаторов изменяют свое значение в зависимости от напряжения. Это не большая проблема с байпасными и соединительными конденсаторами, потому что они обычно выбираются с адекватной емкостью, чтобы вызвать очень небольшое падение напряжения ВЧ на них, но любые конденсаторы, используемые в фильтрах, резонансных контурах, для компенсации или тому подобного, должны быть типа, который стабилен при наличии переменного напряжения. Это керамические конденсаторы C0G, называемые NP0 в старые времена, фарфоровые конденсаторы, слюдяные конденсаторы, PTFE (тефлон), ныне мало используемые полистирольные конденсаторы и, конечно, воздушные диэлектрические и вакуумные конденсаторы. Вероятно, существуют и другие. Просто убедитесь, что вы не используете керамические конденсаторы класса 2 или хуже в таких местах схемы, как X5R, X7R, Z5U, Y5V, X7S.

Также будьте осторожны с любыми диодами, используемыми в области ВЧ усилителя, потому что они также имеют емкость, изменяющуюся под напряжением при обратном смещении, и сопротивление, изменяющееся под током при прямом смещении.

Резисторы — наши друзья. Большинство из них ведут себя довольно хорошо. Просто держитесь подальше от резисторов из углеродного состава. Современные пленочные резисторы намного лучше. Старые учебники часто рекомендуют резисторы из углеродного состава для работы с радиочастотами, но это было потому, что пленочные резисторы еще не были доступны, и единственной альтернативой были бы ужасно индуктивные проволочные резисторы.

Отрицательный отзыв уменьшает все искажения. Но это не волшебная палочка. Она может только немного уменьшить их, в зависимости от того, насколько мы пожертвуем усилением для этой цели. Типичный усилитель мощности ВЧ будет иметь на несколько дБ меньше искажений с отрицательной обратной связью, чем без нее. Люди из мира аудио, используя операционные усилители с усилением разомкнутой петли 120 дБ, чтобы сделать аудиоусилитель с усилением 20 дБ, и используя избыточное усиление 100 дБ в отрицательной обратной связи для исправления искажений, могут достичь линейности, о которой можем только мечтать. Но даже если то, что можем сделать с отрицательной обратной связью, может показаться не таким уж большим, это определенно улучшение, поэтому всегда должны хорошо использовать отрицательную обратную связь.

Да, можно исправить искажения более полным образом в схемах усилителей ВЧ и достичь крайней степени линейности. Но не можем использовать отрицательную обратную связь, охватывающую несколько каскадов в одном контуре. Учитывая фазовые задержки в каждом из наших каскадов, такой подход гарантированно создаст генератор вместо УВЧ. Вместо этого нужно сделать что-то более сложное: взять образец выходного сигнала усилителя, непрерывно сравнивать его по амплитуде и фазе с управляющим сигналом, обнаружить и «изучить» кривую искажения каждого из них, непрерывно ее обновляя, а затем предварительно исказить управляющий сигнал по амплитуде и фазе, чтобы заставить нелинейный усилитель выдавать чистый выходной сигнал!

Это можно сделать с помощью аналоговой схемы, но это сложно и щепетильно. Это лучше сделать с помощью цифровой обработки сигнала, и это очень хорошо подходит для включения в программно-определяемые радиоустройства. Вот график искажений и исправлений хорошо спроектированного двухкаскадного, использующего один биполярный транзистор, управляющий Gemini LDMOSFET в двухтактном режиме:

Синим цветом показана кривая передачи амплитуды усилителя, при этом он оптимально смещен в класс AB и приводится в действие только до начала компрессии. Видно, что начало кривой очень прямое (линейная область кроссовера), затем немного изгибается вверх, чтобы стать круче (более высокий коэффициент усиления в области среднего тока), затем снова изгибается очень немного вниз (самое начало насыщения).

• Желтым цветом показана фазовая характеристика. Она нормализована по фазе при полной мощности. Вы можете видеть, что между очень малыми сигналами и полной мощностью существует около 5° разности фаз. Это измерение было сделано на 7,1 МГц, довольно низкой частоте. Фазовые искажения становятся больше на более высоких частотах и ​​меньше на более низких.
• Красная и зеленая кривые — это просто функции коррекции, необходимые для предварительного искажения сигнала возбуждения, чтобы очистить эти небольшие остаточные искажения.

Следующая кривая показывает тот же усилитель, работающий с гораздо более низким смещением, выдавая всего 10 мА тока холостого хода:

Видно сильное перекрестное искажение. В основном амплитудная характеристика усилителя следует кривой передачи затвор-сток MOSFET, слегка выпрямленной отрицательной обратной связью. Фазовые искажения также выше, вероятно, потому, что при очень низком токе MOSFET замедляется, вызывая большую задержку фазы. Вот почему теперь фаза при низкой мощности отстает от фазы при полной мощности на 9°.

А третий график показывает тот же усилитель, правильно смещенный, но сильно перегруженный:

Не обращайте внимания на пунктирные кривые. То, что вы видите, — это довольно линейная амплитудная характеристика примерно до 70% от полной нагрузки, затем он постепенно переходит в насыщение. При полной нагрузке он почти полностью насыщен, выходная мощность почти не увеличивается с дополнительной нагрузкой. Также больше фазовых искажений (обратите внимание на изменение шкалы фаз, выполненное программным обеспечением), при этом фазовые искажения создают небольшой изгиб в зоне насыщения. Это внутренние емкости MOSFET, которые зашкаливают, когда отрицательное пиковое сток-напряжение приближается очень близко к земле.

Прелесть адаптивного предыскажения в том, что можно запустить усилитель с умеренно низким смещением и немного перегрузить его, получив более высокую выходную мощность и гораздо лучшую эффективность, в то же время производя исключительно чистый сигнал.

Эта версия программного обеспечения не может исправить искажение памяти. Для этого потребуются дополнительные вычисления в реальном времени. Но благодаря стабильному напряжению питания прямо на усилителе и очень низким колебаниям температуры из-за того, что этот LDMOSFET имеет огромный показатель рассеивания относительно фактической рассеиваемой мощности, эффекты памяти в этом усилителе очень малы.

Такая система коррекции искажений дискретизирует выходной сигнал только в определенной полосе пропускания. В случае PowerSDR это немного меньше 48 кГц. Любые продукты искажения, выходящие за пределы этой полосы пропускания, не «видятся» программным обеспечением и, таким образом, не могут быть исправлены. Когда программное обеспечение предварительно искажает сигнал возбуждения, чтобы исправить сигнал внутри полосы пропускания, которую оно видит, продукты искажения за пределами этой полосы пропускания фактически увеличиваются! По этой причине важно не переусердствовать с перегрузкой и уменьшением смещения, чтобы эти далекие продукты искажения были небольшими.

Конечно, при построении или настройке линейного усилителя важно провести надлежащее измерение искажений. Если просмотрите очень старые справочники по радио, то найдете несколько страниц с фотографиями экранов осциллографов, отображающих различные шаблоны, обычно создаваемые путем подачи двухтонального сигнала в передатчик и наблюдения за выходным радиочастотным сигналом. Автор книги попытается научить вас визуально распознавать сигнал, имеющий различные формы искажений, такие как плоская вершина (насыщение), искажение кроссовера (неправильная настройка смещения) и другие. Действительно, это был хороший метод для тех времен, особенно потому, что электронные лампы не вызывают сильных фазовых искажений транзисторов, поэтому основным видом искажений в те годы были амплитудные искажения. Тем не менее, измерение продуктов интермодуляции на анализаторе спектра является гораздо лучшим методом. Он обнаружит все обычные формы искажений и точно измерит, насколько они влияют на качество сигнала.

В древние времена, в прошлом тысячелетии, анализаторы спектра были мучительно дорогими и их можно было найти только в лабораториях, принадлежащих богатым компаниям. Но в настоящее время стало доступно множество очень недорогих анализаторов спектра. Их производительность, как правило, не на уровне профессионального прибора, но вполне достаточна для измерения чистоты сигнала передатчиков. Существуют крошечные портативные приборы, а также компьютерные, и многие цифровые осциллографы также имеют функции анализа спектра. Если вы покупаете любую из этих недорогих вещей для тестирования усилителей, убедитесь перед покупкой, что у нее достаточное разрешение по частоте. Чтобы быть действительно полезным, было бы хорошо, если б разрешение было не хуже примерно 100 Гц.

Вот пример спектрального измерения, выполненного с помощью PowerSDR, УВЧ мощностью 60 Вт, без предыскажения, хорошо очищенного от его насыщения и с оптимальной настройкой смещения:

Не обращайте внимания на красную линию, которая указывает на подавленную несущую частоту моего сигнала LSB, и на серую полосу пропускания, показанную вокруг нее.

Два переданных тона должны выглядеть номинально на 6 дБ ниже нулевой линии, потому что каждый содержит одну четверть пиковой мощности огибающей, но вывели УВЧ только на половину мощности, поэтому они находятся на уровне -9 дБ каждый. Следующие более короткие линии — это два продукта интермодуляции 3-го порядка. Они примерно на 40 дБ ниже каждого тона или на 46 дБ ниже PEP. Следующие два — это продукты 5-го порядка, примерно на 53 дБ ниже каждого тона. Продукты 7-го порядка почти такой же силы, но продукты 9-го порядка намного слабее, более чем на 70 дБ ниже каждого тона, что делает их совершенно нерелевантными.

Такой результат считается отличным качеством сигнала для целей связи. Большинство коммерческих радиоприемников намного хуже этого. Но даже этот усилитель очень плох по сравнению с аудиоусилителями. Выражаясь в терминах звука, вышеуказанный спектр будет равен примерно 1,7% общего искажения.

При изменении мощности такой спектр не будет двигаться вверх и вниз как блок. Вместо этого отдельные пары продуктов IMD будут иметь тенденцию расти более или менее, в различных моделях. Обычно немного в насыщении продукты 5-го порядка становятся такими же сильными или даже сильнее, чем продукты 3-го порядка, а при еще более высокой нагрузке они снова падают. Поэтому никогда не бывает достаточно, когда производитель заявляет, что «IMD 3-го порядка снизилось на 40 дБ». Он должен был хотя бы сказать, насколько сильным было IMD 5-го порядка при такой настройке мощности!

Интермодуляция

Когда любой сигнал проходит через любое нелинейное устройство, создается искажение. Когда через это устройство проходит несколько сигналов, создается гораздо больше искажений. Каждый сигнал (где один «сигнал» является одночастотным) смешивается с каждым из других и с самим собой.

Когда сигналы смешиваются, они создают бесконечный ряд новых частот: Все комбинации сумм и разностей между ними. Они называются продуктами интермодуляции. Сколько сигналов или копий тех же сигналов взаимодействуют, чтобы создать новый, определяет порядок продукта интермодуляции.

Одиночный сигнал, проходящий через нелинейное устройство, может смешиваться только сам с собой. Например, одиночный сигнал 7100 кГц будет суммироваться сам с собой, создавая 14200 кГц, это будет сигнал 2-го порядка. Этот снова добавится к исходному сигналу, создавая 21300 кГц, сигнал 3-го порядка. Чем выше порядок продукта, тем ниже его амплитуда. Эти продукты интермодуляции одного сигнала с самим собой называются гармониками этого сигнала, потому что они гармонически связаны: 1:2, 1:3, 1:4 и т. д.

Разностная частота между одним сигналом и самим собой равна нулю Гц, то есть постоянному току. Это точка зрения на то, почему диод создает постоянный ток из переменного тока, когда действует как детектор или выпрямитель. Это способ увидеть простой процесс сложным образом.

Другие разностные сигналы между гармониками попадают на те же частоты, что и другие продукты, поэтому нет смысла подсчитывать их по отдельности.

Когда смешиваются два разных сигнала, все становится сложнее. Например, при смешивании 7100 кГц с 7101 кГц получаем:

• 1-й порядок: 7100 и 7101
• 2-й порядок: 1, 14200, 14201, 14202
• 3-й порядок: 7099, 7102, 21300, 21301, 21302, 21303
• 4-й порядок: 2, 14199, 14203, 28400, 28401, 28402, 28403, 28404

И так далее. Чем выше порядок, тем больше продуктов, и тем слабее каждый из них.

Обратите внимание, что все продукты интермодуляции четного порядка близких частот попадают далеко от исходных частот, либо в звуковые, либо в гармонические полосы, в то время как продукты интермодуляции нечетного порядка попадают как в гармонические полосы, так и в рабочую полосу, очень близко к исходным частотам.

Аудиопродукты легко подавляются путем создания усилителя, который не реагирует на аудио. Это делается с использованием достаточно малых конденсаторов связи, ВЧ-трансформаторов с не слишком низкой частотой среза и ВЧ-дросселей вместо широкополосных дросселей. Продукты, которые попадают в гармонические полосы, также легко отфильтровываются с помощью фильтра нижних частот после последнего каскада. Проблема возникает как раз с теми продуктами нечетного порядка, которые попадают в рабочую полосу. Их невозможно отфильтровать никакими практическими способами, поэтому, если нужен УВЧ, который не вызывает серьезных брызг в соседних каналах, нужно сделать его достаточно линейным, чтобы подавлять эти продукты настолько, насколько это требуется приложением.

Тепловой расчет

Есть только один способ убить мощные транзисторы ВЧ, который встречается даже чаще, чем массивные синфазные перенапряжения на стоках или коллекторах: простой перегрев. И на самом деле, когда транзисторы выходят из строя из-за перенапряжения, это обычно тоже случай перегрева. Просто вместо того, чтобы перегревать весь кремниевый кристалл, обычно перегревается только его небольшая часть, посредством локализованного лавинообразного образования.
Радиолюбители особенно известны тем, что перегревают свои транзисторы.

Существует множество правил, которые просто не соответствуют действительности, например: «Если вы можете держать палец на нем 5 секунд, не чувствуя боли, он не слишком горячий». А очень распространенная ошибка любителей — недооценка огромного температурного градиента между радиатором и кремниевым кристаллом внутри корпуса транзистора. А потом: «Этого не может быть, потому что радиатор был едва теплым, когда усилитель вышел из строя».

Можно легко получить такое высокое тепловое сопротивление между кремниевым кристаллом и ребрами радиатора, что радиатор останется холодным, а кристалл умрет от теплового удара.

Проблема начинается с того печального факта, что большинство усилителей рассеивают много мощности. Старое правило гласит, что УВЧ будет рассеивать примерно столько же мощности в виде тепла, сколько он отдает антенне. К сожалению, это правило очень далеко от истины, особенно для широкополосных линейных, используемых в SSB! Большинство таких УВЧ в конечном итоге работают в динамическом классе A. Они достигают пиковой эффективности, на полной мощности, чуть ниже 50%, но их средняя эффективность по всей огибающей формы волны может быть всего лишь 20%. Таким образом, в радиатор уходит в четыре раза больше мощности, чем в антенну! Такие УВЧ на самом деле являются обогревателями помещений с дополнительным выходом ВЧ!

Поскольку многие пользователи диапазонов КВ работают только иногда и передают очень короткие промежутки времени, эффективность не важна для большинства. Но важно сделать надлежащую тепловую конструкцию таких усилителей, чтобы поддерживать транзисторы в рабочем состоянии в течение длительного времени.

Основные моменты здесь:

• Расчет наихудшей мощности, которую должен рассеивать транзистор,
• Решить, насколько сильно можем нагревать кремний,
• Выяснение того, какой будет самая высокая температура окружающей среды,
• Расчет требуемого теплового сопротивления от чипа транзистора до окружающей среды, и
• Фактическая реализация требуемого низкого теплового сопротивления в усилителе.

Рассеиваемая мощность сильно меняется в течение цикла RF, а также в течение цикла огибающей. Она также меняется в зависимости от условий нагрузки. Не нужно учитывать изменения в течение цикла RF, потому что тепловая инерция самого кремниевого чипа достаточно велика, чтобы усреднить температуру чипа в течение всего цикла RF и даже нескольких циклов. Но нужно учитывать флуктуации рассеивания в течение формы волны огибающей, и самый простой способ сделать это — просто рассмотреть, что произойдет на каждом конкретном уровне возбуждения при передаче простого носителя. Наибольшее рассеивание обычно происходит не при полной выходной мощности, а на каком-то более низком уровне. Точная выходная мощность, которая вызывает максимальное рассеивание мощности, зависит от уровня смещения, типа усилителя и т. д. Если убедимся, что кремниевый чип остается достаточно холодным на наихудшем возможном уровне привода с простым носителем, он также будет в порядке по всей огибающей сигнала SSB.

В технических описаниях всегда указывается абсолютная максимально допустимая температура перехода. В зависимости от характеристик транзистора, таких как металл, используемый для контакта с кремнием, эта абсолютная максимальная температура может быть от 150 до 225 °C для кремниевых транзисторов. Но это не означает, что мы можем долго эксплуатировать транзистор при номинальной температуре! Вместо этого его срок службы будет коротким, если он будет эксплуатироваться при такой температуре. Нам нужно поддерживать его в более прохладном состоянии, если мы хотим, чтобы он прослужил. Насколько холоднее, зависит от того, насколько долгим мы хотим его прослужить, а также от плотности тока в кремнии и других факторов. Производители часто предоставляют информацию, связывающую температуру чипа со средним временем до отказа, для конкретных условий эксплуатации, особенно тока. Эти данные можно использовать, если они доступны. В противном случае, как правило, для типичного прерывистого использования радиолюбителями и подобными пользователями, работа транзистора примерно на 30 °C холоднее абсолютной максимальной номинальной температуры обычно приводит к приемлемому сроку службы. Но если требуется высокая надежность, температура должна быть даже ниже. Поддержание температуры кремниевого чипа ниже 100°C приводит к неограниченному сроку службы в масштабах человеческого времени.

Температура окружающей среды зависит от того, где будет работать оборудование. При использовании в прохладном климате или в кондиционируемых помещениях, а радиатор расположен снаружи радиоприемника в свободном, не ограниченном пространстве, 25 °C — это хорошее значение. Но в большинстве случаев у нас нет уверенности в том, что радиоприемник всегда будет использоваться в таких благоприятных условиях. В зависимости от ситуации нам может потребоваться предположить максимальную температуру окружающей среды 35 °C или даже больше. А если радиатор находится внутри радиоприемника или закрыт каким-либо другим образом, нам нужно тщательно оценить, насколько высокой может быть температура воздуха в этом пространстве.

Как только будет ясна максимальная фактическая рассеиваемая мощность, максимальная температура перехода, которая обеспечит хороший срок службы, и максимальная температура окружающей среды, рассчитать общее необходимое тепловое сопротивление перехода к окружающей среде становится тривиальным.

Достижение этого — совершенно другое дело, и это самая сложная часть процесса. Транзисторы обычно поставляются с четко указанным внутренним тепловым сопротивлением перехода к корпусу. Полный тепловой путь типичного транзистора, установленного на радиаторе, представляет собой последовательное соединение следующих элементов:

• Соединение с корпусом
• Корпус с радиатором
• Внутренний радиатор
• Радиатор с воздухом

Тепловое сопротивление соединения с корпусом известно, но другие обычно неизвестны. Тепловое сопротивление корпуса с радиатором существенно зависит от метода монтажа: Припаивание транзистора к гладкой поверхности радиатора — это хорошо. Прикручивание его болтами с очень тонким слоем хорошей теплопроводящей пасты — плохо. С менее хорошей пастой или более толстым слоем это еще хуже. Сухая пайка, без какой-либо пасты или другого наполнителя, ужасна. И любой вид изолированного монтажа, будь то слюда, керамика, каптон, силпад, ещё хуже ужасного. Во всех этих случаях зажим часто лучше, чем прикручивание, а гладкие плоские поверхности лучше, чем шероховатые, неровные.

Не то чтоб нельзя использовать изолированное крепление, термопасту, болты и зажимы. Они имеют свое место, потому что в очень многих ситуациях их производительность достаточно хороша. Но когда нужна лучшая тепловая производительность, нет альтернативы пайке транзистора к радиатору!

Тепловое сопротивление внутри радиатора — это наименее понятный элемент из всех. Транзистор может иметь монтажную поверхность всего от 1 до 4 см². Но радиатор большой. Тепло должно пройти от места крепления транзистора до каждого последнего угла последнего ребра. Некоторые пути короткие, например, несколько миллиметров от места крепления прямо через базовую пластину до ближайшей точки, где соприкасается воздух. А некоторые пути длинные, например, 20 см от места крепления транзистора до угла самого дальнего ребра умеренно большого радиатора. Между ними есть бесконечное количество других длин путей, и они имеют различные поперечные сечения. Для точного расчета этого требуются относительно продвинутые математические знания, поэтому многие электронщики вместо этого предпочитают использовать упрощенные расчеты, аппроксимируя конечное значение, разделяя радиатор всего на несколько секций для расчета, или использовать онлайн-калькуляторы тепловых характеристик, чтобы выполнить работу. Главное здесь — никогда не забывать о тепловом сопротивлении места под транзистором и в боковой проводимости внутри базовой пластины радиатора. Слишком многие забывают их учитывать, и их транзисторы перегреваются.

При использовании коммерческого радиатора тепловое сопротивление радиатор-воздух обычно указывается производителем. Но есть два больших подвоха и один маленький. Первый большой подвох заключается в том, что это значение действительно только для очень определенных условий, таких как свободная естественная конвекция с определенной разницей температур, или, возможно, оно рассчитано на заданную скорость воздушного потока с использованием определенного вентилятора. При использовании естественной конвекции тепловое сопротивление радиатор-воздух резко меняется в зависимости от температуры радиатора, потому что более горячий радиатор вызывает гораздо более сильную конвекцию. Таким образом, получается очень нелинейное соотношение между рассеиваемой мощностью и температурой радиатора. При небольшой мощности он уже сильно нагревается, но при более высокой мощности дополнительный нагрев постепенно уменьшается. Он также сильно меняется в зависимости от ориентации радиатора. Вертикальные ребра, со свободным доступом снизу и сверху, являются лучшими. При использовании вентилятора или какой-либо другой формы принудительной конвекции тепловое сопротивление радиатора к воздуху становится намного ниже и почти не зависит от рассеиваемой мощности и ориентации.

Вторая большая загвоздка в том, что когда производитель указывает тепловое сопротивление типичного радиатора, состоящего из плоской базовой пластины с ребрами с одной стороны, он предполагает, что источник тепла будет равномерно распределен по всей плоской поверхности базовой пластины. Но это очень редко случается с усилителями мощности ВЧ, и поэтому фактическое тепловое сопротивление от места крепления транзистора к воздуху выше, и часто намного выше.

Наконец, небольшая загвоздка в том, что этот рейтинг действителен только на уровне моря. Как только вы используете радио в более высоком месте, воздух становится разреженнее, поэтому тепловое сопротивление радиатора к воздуху ухудшается. Вам нужно либо пересчитать его для высоты, на которой будете эксплуатировать оборудование, либо для самой большой высоты, на которой кто-то может захотеть его эксплуатировать. Вот почему у большинства оборудования есть спецификация максимальной рабочей высоты!

При проектировании нужно особенно помнить о тепловых узких местах, где концентрируется большой поток тепла. Самое важное поддерживать тепловое сопротивление низким в этих местах. Все тепло генерируется в крошечном кремниевом кристалле, а кремний является относительно плохим проводником тепла, поэтому там у нас самое важное узкое место. Затем тепло немного распространяется в металлическом основании транзистора, и это второе узкое место. Оба они суммируются и указываются производителем как тепловое сопротивление переход-корпус. Мы не можем изменить внутренности существующего транзистора, но мы можем выбрать транзистор, который подходит для наших нужд. А если таковых нет, можем объединить два или более транзисторов, что приведет к снижению общего внутреннего теплового сопротивления, поскольку они термически параллельны.

Следующее узкое место — интерфейс корпус-радиатор. Он находится под нашим полным контролем, и нам нужно сделать его тепловое сопротивление достаточно низким. Это достигается путем избегания изолированного монтажа, когда это требуется для достаточно низкого теплового сопротивления, использования хорошей термопасты при необходимости и припаивания транзистора к поверхности, когда требуется еще лучшая производительность. Соотношение между тепловым сопротивлением изолированного монтажа и паяного может легко достигать 100:1! И еще одна важная вещь — использование материала под транзистором, который имеет достаточно хорошую теплопроводность. Большинство радиаторов изготавливаются из какого-либо алюминиевого сплава, который имеет худшую теплопроводность, чем чистый алюминий, и намного хуже, чем медь. Вот почему в сложных ситуациях между транзистором и радиатором используется медный теплоотвод. Его основное преимущество заключается в снижении теплового сопротивления в этом узком месте под транзистором, но дополнительным преимуществом является улучшение боковой теплопроводности вдоль базовой пластины радиатора. Его недостатки заключаются в удлинении теплового пути от транзистора к воздуху и добавлении дополнительного слоя интерфейса между распределителем и радиатором, который обычно только прикручен и смазан, но может быть сделан достаточно большим, чтобы иметь низкое тепловое сопротивление в любом случае.

Водяное охлаждение привлекательно, когда необходимо отвести большое количество тепла. Поскольку вода имеет чрезвычайно большую теплоемкость, требуется только небольшой расход, и этому небольшому количеству воды нужны только узкие каналы, поэтому ее можно пропускать очень близко к транзистору, используя правильно спроектированный охлаждающий блок. Небольшой медный блок со множеством очень тонких водных каналов в нем, питаемый водой под давлением, является наиболее эффективным. Поток будет очень турбулентным, создавая низкое тепловое сопротивление медь-вода, а тонкая структура позволяет иметь большую поверхность переноса очень близко к транзистору, минимизируя длину теплового пути через медь.

Многие вместо этого используют большой медный блок с толстыми водяными трубами или каналами в нем. Это, как правило, все еще лучше, чем воздушное охлаждение, но не так хорошо, как микромашинный небольшой охлаждающий блок. Эти большие блоки лучше всего подходят для распределенных источников тепла, таких как некоторые большие модули, часто используемые в промышленной силовой электронике.

Воду можно либо охлаждать обратно в радиаторе, с вентилятором или без него, либо для периодического использования с низким рабочим циклом ее можно просто держать в достаточно большой емкости, в основном просто сохраняя тепло, пока используется усилитель, и медленно и непрерывно выпуская его через стенки. Для нормальной работы радиолюбителя на предельно допустимой мощности обычно достаточно 20-литровой канистры под столом. При такой системе единственный шум системы охлаждения — это насос, а если используется погружной насос, то его можно не слышать.

Защита схемы

Проблема в том, что почти все усилители высокой мощности могут быть уничтожены неправильной нагрузкой какого-либо рода. Не все плохие условия нагрузки уничтожат данный усилитель, но некоторые могут. Некоторые могут выдержать короткое замыкание, но сгореть, если их оставить открытыми, или наоборот. Некоторые могут сгореть при любой чрезмерно индуктивной нагрузке, но выжить при любой емкостной нагрузке, или наоборот. И многие широкополосные будут подвержены выходу из строя при одном условии на одном диапазоне и совершенно другом условии на другом! Это связано с фазовыми сдвигами внутри схемы, которые совершенно различны в зависимости от частоты.

Другими условиями, которые могут убить усилители, являются чрезмерная температура, перенапряжение на источнике питания, обратная полярность, перегрузка, работа на частоте за пределами ее диапазона, оставление входа открытым, близлежащая молния, не говоря уже о попадании воды, конденсате, улитках, пауках и других разнообразных тварях, обустраивающих дом внутри, и т. д.

Многие используют схемы измерения КСВ, которые снижают мощность привода или даже отключают его, когда КСВ превышает определенный уровень. Такая защита действительно может спасти схему от многих неудач, но она должна быть достаточно быстрой. Многие не могут. Транзисторы могут выдерживать огромные перегрузки некоторых видов, но только в течение очень короткого времени, микросекунд или миллисекунд. Чтобы спасти транзистор, защита должна среагировать в течение этого времени.

Датчик КСВ, размещенный между фильтром нижних частот и выходом антенны, не защитит от случайного включения неправильного фильтра или передачи на частоте выше среза выбранного фильтра или отказа реле, что является обычным явлением. Если вместо этого датчик разместить сразу после блока усилителя, перед фильтрами нижних частот, он защитит от этого, но защита может сработать при нормальном отражении гармоник от фильтра. В зависимости от типа усилителя (производящего больше или меньше гармоник на выходе), необходимо принять решение. Некоторые усилители даже используют два датчика КСВ, один до и один после фильтров, причем первый менее чувствителен, чем второй.

Любое условие, которое вызывает более высокое рассеивание, чем максимальное, предполагаемое в тепловом расчете, может привести к перегоранию транзистора. Для эффективной защиты от этого схема защиты должна непрерывно вычислять фактическую рассеиваемую мощность. Это можно сделать, измеряя напряжение питания, ток питания, прямую мощность и отраженную мощность, а затем выполняя расчет:

Рассеиваемая мощность = напряжение × ток + отраженная мощность — прямая мощность

Проще всего выполнить эти расчеты в микроконтроллере. Он должен быть достаточно быстрым. Насколько быстрым он должен быть, требует расчета переходного теплового сопротивления с использованием данных, предоставленных в техническом описании транзистора. Если микроконтроллер оказывается слишком медленным, вместо него можно использовать аналоговые умножители и операционные усилители. Они быстрые, но аналоговые умножители, как правило, довольно дорогие.

Такая схема защитит от многих аварий. В частности, она может защитить от ошибок переключения фильтра нижних частот и отказов реле, не требуя датчика между усилителем и фильтрами. Она также может избежать многих случаев разрушения из-за самовозбуждения. Но он не обеспечивает достаточной защиты от условий, которые вызывают аномально высокие пики напряжения стока, потому что они заставляют транзистор входить в лавинную проводимость, а рассеиваемая мощность транзистора во время лавинной проводимости намного ниже, чем в нормальных условиях, потому что лавинная проводимость имеет тенденцию происходить в очень небольшой области кремниевого чипа, концентрируя все тепло там.

Поэтому очень хорошей идеей является добавление прямой защиты от перенапряжения стока. Это схема, которая берет образец напряжения стока с обеих сторон для двухтактного усилителя, обнаруживает пиковое напряжение и очень быстро действует, если оно становится опасно близко к абсолютному максимальному номинальному напряжению транзистора.

Другая защита, которую хорошо иметь, — это быстродействующая защита от перегрузки по току в блоке питания.

Строитель должен решить, что делать, когда схема защиты обнаруживает опасное состояние. Снижение мощности привода эффективно в некоторых случаях, но не в других, например, вызванных автоколебаниями. Полное отключение привода не намного лучше. Отключение источника питания очень эффективно, но имеет тенденцию иметь некоторую задержку из-за заряженных электролитических конденсаторов. Если задержка слишком большая, необходимо добавить дополнительный переключатель MOSFET после этих конденсаторов, вместо того, чтобы отключать источник питания через его схему управления. Уменьшение или отключение смещения не является очень хорошим методом защиты для LDMOSFET, потому что они не очень терпимы к отрицательному напряжению затвора. Если смещение отключено, но привод остается включенным, может произойти повреждение затвора, что приведет к выходу из строя LDMOSFET, особенно если используется ALC, который реагирует на внезапное падение выходной мощности увеличением привода! В любом случае, если защита реализована через отключение смещения, напряжение смещения должно снижаться достаточно медленно, чтобы избежать скачка напряжения стока из-за индукции в любых дросселях, присутствующих в цепи питания. Такой скачок может ухудшить и без того плохую ситуацию, на мгновение добавив к лавинной проводимости!

Полное отключение усилителя в случае ненормального состояния лучше, чем снижение возбуждения. Конечно, это приводит к прерыванию передачи, но это может спасти схему. Схема защиты должна четко отображать причину отключения, пока оператор не сбросит ее, потому что необходимость заставлять защиту отключать усилитель снова и снова, чтобы выяснить причину, чрезвычайно рискованна. Идеальной, надежной защиты не существует. Добавьте это в свой список правил. Но можно радикально снизить риск, используя хорошие схемы защиты.

Также в техническом описании этого транзистора и многих других утверждается, что он выдержит очень высокий или бесконечный КСВ при всех фазовых углах. Опять же, это верно только в рабочих условиях показанной тестовой схемы, с отличным охлаждением и с низким рабочим циклом, указанным мелким шрифтом. В типичной широкополосной схеме, в SSB, не говоря уже о RTTY, и реалистичных условиях рассеивания, эти транзисторы определенно не выдержат такой высокий КСВ при всех фазовых углах.

Литература

• Картуков А. И. – Проектирование усилителей высокой частоты
• Соколова Е. А., Соколов В. Е. – Усилители высокой частоты
• Шендерович Е. Л. – Усилители высокой частоты
• Зверев А. И. – Радиочастотные фильтры и усилители